ACADEMIE DE MONTPELLIER
UNIVERSITE DE MONTPELLIER (MONTPELLIER TI)
SCIENCES ET TECHNIQUES DU LANGUEDOC
THESE
présentée à l'Université des Sciences et Techniq~,,~u
Languedoc pour obtenir le diplôme de DOC'f.Qft..tT'E ;;;7,>-.
Spécialité:
k,t·'C
1/'
COMPOSANTS ,SIGNAUX ET SYS1lEMES
n
c..- 1
(COMPOSANTS ELECTRONIQUES ET O~IQw.s&) ME',
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ETUDE DE TRANSISTORS MOS A CANAL IMPLANTE:
CARACTERISTIQUES COURANT-TENSION ET BRUIT DE FOND.
APPLICATION AUX AMPLIFICATEURS DE LECTURE DE DISPOSITIFS
A TRANSFERT DE CHARGES
1
.
par
Soutenue le 2 Février 1990 devant le Jury composé de :
MM.
M. SAVELLI
Président
R. ALABEDRA
D. RIGAUD
A. TOUBOUL
M. VALENZA

---

A mon père et à ma mère
A tous les miens
A tous ceux qui me sont chers
A la mémoire de mon oncle N'DJA Koffi

---

Ce travail a été effectué au CE M (Centre d'Electronique de
Montpellier) à Montpellier II, Sciences et Techniques du Languedoc, sous la
direction de Mons ieu r le Professeur Daninique RIGAUD dans le cadre d'une
convention de recherche entre le CEM et TH()I\\lSON C.S.F. st Egrève
qui a
fourni tous les composants.
Je remercie Monsieur le Professeur R. ALABEDRA d'avoir favorisé
l , e'qul.· pe "Composants Electroniques et Bruit de Fond" et d' avoir
mon entrée dans
accepté d'être rapporteur.
Je remercie Monsieur le Professeur SAVELLI de m'avoir fait l'hon-
neur de présider le Jury.
Je remercie également Monsieur le Professeur A. TOUBOUL (ENSERB
Bordeaux 1) d'avoir accepté le rôle de rapporteur et de ses remarques construc-
tives.
Je suis reconnaissant à Messieurs B. AlAIS (Centre de Recherche
t
de Gramat) et D. HERAULT (Thomson S
Egrève) d'avoir accepté de participer au
Jury.
Mes vifs remerciements vont à l'endroit de Monsieur le Professeur
D. RIGAUD. Il est de ceux qui sont épris des choses bien faites. Ce travail a
largement bénéficié de son expérience et de ses conseils. Qu'il veuille trouver
ici l'expression de ma profonde gratitude et de ma sincère sympathie.
J'exprime toute ma gratitude à Monsieur Mattéo VALENZA pour son
soutien inconditionnel tout au long de ce travail. QU'il veuille trouver ici
l'expression de ma sincère sympathie.
J'exprime ma reconnaissance à Monsieur J.M. PERANSIN pour son
aide et ses conseils tout au long de ce travail.
Je n'oublierai pas mon collègue Piere VIGNAUD et tous ceux qui,
de près comme de loin, ont contibué à l'aboutissement de ce travail. Je leur
exprime toute mon amitié.

---

CHAP ITRE l
INTRODUCTION
1.1. PRE.AMBULE
1
1.2. RAPPEL SUR LE PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU D.T.C. ET DE SON
ET.AGE DE SORTIE
2
1.3. PRESENTATION DES DISPOSITIFS A TRANSFERT DE CHARGES AYANT FAIT
L'OBJET DE L'ETUDE
7
1. 4. PLAN DE L' ETUDE
7
BIBLICGRAPHIE
11

---

CHAPITRE II
ETUDE DU FONCTIONNEfvENT DES TRANSISTORS MOS A CANAL If"PLANTE
12
II.1. INTRODUCTION
II.2. DESCRIPTION DU TRANSISTOR
12
II.3. SCHEMA DE BANDES DANS LA STRUCTURE SUIVANT LA DIRECTION
16
GRILLE-SUBSTRAT
II.4. CONTROLE DE LA CONDUCTANCE DU CANAL
-
19
II.4.1. Calcul de l'épaisseur conductrice du canal dans le
19
cas du régime de déplétion
II.4.2. Calcul des charges intervenant dans l'évaluation de
la conduction du canal
22
II.4.3. Calcul de la tension de blocage du transistor
23
11. 5. CPLCU L DU COJRANT DRAIN
26
II.5.1. Approche qualitative
26
II.5.2. Equations du courant
29
11.5.3. Conductance et transconductance à l'origine des
caractéristiques
32
II.6. REMARQUE SUR LA MOBILITE
35
ANNEXE l
36
BIB LICGRAPHIE
38

---

CHAP ITRE II l
BRU IT DE FOND ASSOC lE AU TRAAS ISTOR MO S A(mAL IfVPLMTE
III. 1. INTRCDUCT I~
39
111.2. UJCALISATI~ DES PRINCIPALES SOURCES DE BRUIT
39
41
111.3. BRUIT THERMIQUE
111.3.1. Formulation générale
41
111.3.2. Cas du régime déplété
44
II!.3.3. Cas du régime enrichi canplet
45
111.4. BRUIT DE GENERATI~-RECCMBINAIS~
50
111.5. BRUIT EN l/f
51
II!.5.1. Bruit en l/f dû à la fluctuation du nombre de
porteurs
52
111.5.2. Bruit en l/f dû à la fluctuation de la mobilité
53
II!.5.3. Application au transistor MOS
53
II!. 6. ppp LICATI~ AUX REG IMES DEP LETE ET ENR!CH l COviPLET
55
111.6.1. Cas du régime déplété
55
111.6.2. Cas du régime enrichi canplet
57
ANNEXE II
60
ANNEXE III
62
BIBLICGRAPHlE
65

---

CHAPITRE IV
DESCRIPTION DES TRMSISTORS EllJDIES ET fvESURE DES
CARACTERISTIQUES COURMT-TENSION
IV. 1. INTROOUCT ICN
66
IV. 2. DESCRIPTICN DES DISPOS IT IFS
66
IV.2.1. Filière à 2/5~m
66
IV.2.2. Filière à 1/~m
69
IV.3. MESURES DES CARACTERISTIQUES
69
IV.3.1. Influence de la géométrie
69
IV. 3. 1.a) Filière à 2/~m
69
IV.3. 1.b) Filière à 1/~m
71
IV.3.2. Influence de l'implantation
73
IV.3.3. Influence de la polarisation
73
IV.3.3.a) Influence de VG
73
IV.3.3.b) Influence de Vs
73
IV.3.3.c) Influence de VB
73
IV.3.4. Remarque sur le comportement du courant drain à
forte polarisation
77
IV.4. DETERMINATICN DES PARAMETRES DE CONDUCTION
77
IV.4. 1. Cas du transistor DE P
77
IV.4.2. Cos du transistor TV
85
IV. 4.3. Cas du transistor TV -C 0 MP
96
BIBLIOGRAPHIE
99

---

CHAP ITRE V
fvESLIRE DU BRU IT DE FOND DANS LES TRANS ISTORS M.O S A CANAL
IMJ lPNTE
V.1. DISPOSITIF EXPERIMENTAL DE MESURE
100
V.2. RESULTATS EXPERIMENTAUX CQ\\CERNANT lA ~1ESURE DE BRUIT DU
cmAl DU TRANSISTOR EN TECHNOlCGIE 2,5f.lm
103
V. 2.1. Etude à VG = VB = Vs = 0 V
103
V.2.2. Etude du bruit lors de la conduction en volume
109
V.2.2.a) Influence de VB
109
V. 2.2. b) Inf luence de Vs
109
V.2.3. Etude du bruit lors de la conduction en surface
117
BIB UCGRAPHIE
123

---

CHAPITRE VI
BRUIT DE FOND ASSOCIE AUX ~PLIFICATEURS DE SORTIE DES
DISPOSITIFS ATR~~SFERT DE CHARGES
VI.1. INTRODUCTION
124
VI.2. PRESENTATION DE L'AMPLIFICATEUR ETUDIE
124
VI.2.1. Schéma de l'amplificateur
124
VI.2.2. Calcul du gain de l'amplificateur
126
VI.2.3. Calcul du bruit de l'amplificateur
128
VI.3. ETUDE SUR UN AMPLIFICATEUR RECONSTITUE A PARTIR DE TRANSISTORS
DISCRETS
131
er
VI.3.1. Etude au 1 ordre
131
VI.3.2. Etude du bruit de fond
134
VI.3.2.a) Etude du bruit du canal des transistors
134
VI.3.2.b) Etude du bruit de l'amplificateur reconstitué
134
VI.4. ETUDE SUR UN AMPLIFICATEUR INTEGRE
144

---

1
CHAP ITRE 1
INTRODUCTION
============
1.1, PREPMBULE
L'étude présentée ici peut être considérée comme la suite logique
des travaux effectués au Laboratoire sur les dispositifs à transfert de charges
(D.T.C.). Ces travaux avaient porté sur le fonctionnement de la zone de trans-
fert. Oes logiciels de simulation ont été mis au point pour décrire le stockage
et le transfert des charges en prenant en compte différents paramètres technolo-
giques tant géométriques qu'électriques [1J [2J [3J.
Nous nous sommes intéressés ici à l'étude du fonctionnement de
l'étage de sortie (ou de lecture) de ces composants utilisés comme capteurs
optiques et plus particulièrement au bruit de fand associé aux transistors qui
composent l'amplificateur de sortie ainsi qu'au bruit global de cet amplifica-
teur.
Ces travaux ont fait l'objet d'une collaboration avec
Thomson
C.S.F. St Egrève qui a fourni tous les composants nécessaires à l'étude. Ils
ont été initiés par la division "Dispositifs état solide" (D.E.S.) dans le
cadre d'une réalisation de capteurs optiques de haute résolution. De tels

---

2
dispositifs nécessitent des amplificateurs de sortie rapides et faible bruit.
La rapidité est nécessaire pour le balayage correct de l'image.
L'obligation de diminution de bruit est liée à la réduction de la
taille des pixels nécessaire pour la haute résolution : cette réduction entraîne
une diminution de la charge maximale stockable avant saturation. Il faut donc
pour obtenir une forte dynamique du système un bruit propre aussi faible que
possible.
1,2, RAPPEL SUR LE PRINCIPE DE FONCTIONNEMENT DU D,T,C, ET DE SON ETAGE DE
SORTIE [4 J
Les dispositifs à transfert de chorges étudiés sont des dispositifs
à deux phases. Une cellule élémentaire de transfert comporte deux couples d'élec-
trodes transfert-stockage. Chaque phase est réunie à deux grilles adjacentes,
l'une de transfert, l'autre de stockage. L'uni-directionnalité de transfert est
assurée en modifiant soit l'épaisseur d'oxyde (structure à deux niveaux de grilles)
soit le dopage du semiconducteur sous-jacent à l'électrode de transfert (cf figure
1-1 ) .
La zone de transfert se termine sur un couple électrode de transfert-
électrode de stockage relié à la deuxième phase (~2)' On rencontre alors l'étage
de lecture. Son rôle est de transformer
les
charges du
signal véhiculé
dans la zone de transfert en une variation de tension proportionnelle à la quan-
titéde charges. La méthode utilisée est celle de la lecture sur diode flottante.
Dans ce type d'étage de sortie (cf figure 1-2) la lecture s'effectue
sur une diode D
dont le potentiel est fixé à
une valeur de référence avant
S
de recevoir la charge signal. L'évolution du potentiel de la diode est lue par
un étage suiveur de tension. Cet étage est réalisé par un transistor MaS monté
en source suiveuse et chargé par un deuxième transistor. Les zones de transfert
et de lecture sont intégrées sur le même substrat silicium y compris les tran-
sistors de l'étage suiveur.
Dans son principe le fonctionnement de l'étage de lecture est le
suivant [4J

---

un étage
1
j1
~2!
il
$2
J:J:--l__·L~ ~, ~._ur--=-------'l
H
;;~;:~:~:~~:~;:::;~~:;:::;;:;::~~~:;:*::::;::::::::;::;:::;;:::::~:::::::::
----
~
niveau bas
------_.1
1
'-------1
1
t 1
1
1 _ - - _ _ _ - - - -
1
:
-----------
~
a
----------~._---
-------
1
1
1
1
1
1
M
1
1
1
,
1
1
1
1
1
1
1
1
t
liveau haut
1
1
1
2
----------------...
.
$
V<lJ
;-------
$2
,
'\\
\\ 1,
,
1
----
,.,
\\
!
,
,
' '\\
,
VQJo
'.. - -
.- - - -- --~'
,
$1
t
t J
t 2
(a)
Zone de transfert du DTC
(b)
Evolution du potentiel des phases
fig~lre 1-1
(c)
Chnmogramme de fonctionnement de qJ 1 et $2

---

<1> 2
vgs
<1> R «1>2)
VDR
VDD
1
1
Tl
~~-IIC ~_"_J
Il
~ dm
,_>
CL
~
l
1
-
Cs
. • . . . . "
. > •••• JW1fîHffffl'Wumm .J • ••.• JJ lDc
.
ï "
1 1"
(a)
:
1
VD --y IT2 Vs
~
lCD
niveau bas
r-----------"- "------
1
1
1
1
-
-
-
-4
(b)
.11"llll:llllll~1I
niveau haut
(a)
Etage de sortie du DTe
FIGURE 1-2
(b) Evolution du potentiel

---

5
Le dernier couple d'électrodes relié à ~2 est suivi par une élec-
trode de transfert reliée à un potentiel fixe V~ = V
' La diode D est préchar-
GS
S
gée par une grille reliée à une tension variable ~R pouvant être ~2 et par une
diode D
reliée à une tension V
. L'ensemble est équivalent à un transistor
C
DR
dit de recharge fonctionnant en commutation.
Lorsque ~2 est au niveau haut, les charges signal se trouvent sous
la dernière grille de stockage et sont isolées de la diode par la barrière de
potentiel créée par V
'
La diode de lecture est préchargée à une tension VOo'
GS
Lorsque ~2 revient au niveau bas les charges signal sont transférées sur la
diode et son potentiel évolue de VDO à V "
D
Si les deux transistors de l'étage suiveur fonctionnent en satura-
tion, on a en écrivant le courant sous forme simplifiée
(1. 1)
avec
V
tension aux bornes de la diode de lecture
D
Vs
tension de sortie
Vr l' Vr
tensions de seuil des 2 transistors
2
8 1 2 = )J cox(É)
,
1,2
D'où l'expression de la tension de sortie
(1. 2)
Le gain de l'étage de sortie s'écrit
G =
=
( 1. 3)
Ce gain sera d'autant plus proche de 1 que 8
sera supérieur à 8 "
1
2

---

6
La capacité totale de la diode D est égale à celle de la diode
S
augmentée de la capacité de connexion CL et de la capacité de couplage entre
grille et source du transistor suiveur (CGo est pratiquement négligeable si le
transistor est en saturation).
Si 6V
et 6V
représentent les variations de tension en entrée et
D
S
en sortie de l'étage suiveur et6Qs la charge à lire on a :
6Q
= (Co + CL) 6V
- 6V )
S
D + Cs (6VD
S
avec
6V
=
G 6V
S
D
t:N
=
V
- V
D
D
D
0
d' où
G6QS
6V
=
( l .4)
S
Co + CL + Cs (1 - G)
On effectue une lecture linéaire si Co reste ·inférieuràCL+CS(l~)
lorsque G est voisin de 1. (La capacité Co de la diode varie comme la racine
carrée du potentiel dans le cas d'une jonction abrupte).
La ~éthode de lecture sur diode flottante présente de bonnes per-
formances en haute fréquence, la diode D et la capacité CL pouvant être rendues
S
très petites. Le temps de précharge de D
par le transistor MO S constitué par
S
DSt D et la grille ~R peut être rendu très petit en faisant fonctionner ce tran-
C
sistor en régime de triode.
~
La plus grande limitation vient de l'étage suiveur pour lequel un
compromis réponse en fréquence-consommation est à respecter compte-tenu d'une
capacité de charge en sortie donnée.
En fait l'étage suiveur sera constitué de deux ou trois étages
élémentaires disposés en cascade.

---

7
1.3. PRESENTATION DES DISPOSITIFS A TRANSFERT DE CHMGES AYANT FAIT L'ORET
DE L'EllJDE
Ce sont des dispositifs à deux phases stockant et transférant en
volume. Pour cela on crée un puits de potentiel vers l'intérieur du substrat
par une implantation donnant une zone de type opposé à celui du substrat (cf
figure 1-3) .Cette implantation est désignée dans la suite par
liT V" . Elle est
polarisée par une tension inverse suffisante pour maintenir une déplétion totale.
Sous les grilles de transfert le dopage est modifié pour assurer l'uni-direction-
nalité du transfert par un implant de
compensation désigné dans la suite par
"CCMP".
Cette technologie pennet de s'affrCJ1chirau niveau du fonctionnement
de tous les problèmes inhérant à l'interface Si-Si0
des DTC à canal en surface.
2
L'optimisation du fonctionnement de l'étage de lecture se fait en
réalisant l'amplificateur de sortie avec des transistors normalement conducteurs.
Les canaux des transistors intervenant sont réalisés grâce à des implantations
semblables à celles utilisées pour élaborer la zone de transfert.
La configuration de l'étage de lecture peut alors être schémati-
quement représenté cernme l'indique la figure 1-4.
1,4. P~~ DE L'ETUDE
Le travail présenté ici est donc axé sur la caractérisation en
bruit de ces transistors obtenus avec différentes implantations ainsi que l'éva-
luation du bruit total de l'amplificateur de sortie.
Cette évaluation a été effectuée sur des amplificateurs réalisés à
partir des transistors élémentaires précédemment étudiés et sur des systèmes
intégrés.
Outre ce chapitre d'introduction, nous présenterons dans les chapi-
tres II et III les équations de fonctionnement des transistors MOS à canal implanté
ainsi que les sources de bruit qui leur sont associées.

---

8
n
o
S
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e
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9
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c.,
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-1~

---

10
Les résultats expérimentaux concernant le fonctionnement au premier
ordre (caractéristiques I(V)) et bruit de fond sont exposés dans les chapitres
IV et V.
Enfin, le chapitre VI donnera les résultats obtenus sur la carac-
térisation des amplificateurs de sortie.

---

· 11
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES CHAPITRE l
======================================
[lJ
Convention de Recherche C.N.E.T.
nO 826 B 043 P.AB (1 885 ) .
[2J
Convention de Recherche CEA/CENG~EM
nO GR 705-131
(1986).
ème
[3J
M. CARQUET, Thèse de 3
Cycle, Montpellier (1985).
[4 J
A. TOUBa..JL, Thèse d' Etat, Montpellier (1980).

---

12
CHAP IT RE
II
ETUDE DU FONCTIONNEMENT
=======================
DES TRANSISTORS M.O.S, A CANAL IMPLANTE
=======================================
Ir. L II~TRODUCTlON
Dans ce chapitre on présente le fonctionnement des transistors
M.O.S. à canal implanté. Après avoir donné la description du dispositif il
sera indiqué les modes de contrôle de la conduction du canal ainsi que la
détermination de sa tension de blocage. On établiera enfin les équations du
courant drain correspondant aux différents modes de conduction.
Il.2. DESCRIPTION DU TRANSISTOR
La coupe schématique d'un tel transistor suivant la direction
source-drain est représentée sur la figure 11-1.
A partir d'un substrat de type p (dopage NB) on réalise par implan-
tation une région de type n constituant le canal du transistor.

---

13
CJ'l
=:
c
(J'Q
lJJ
c:
(J)
Z
""l
e::=
-1
l'l>
::c
l-rl
l-rl
~
•
,..
"'C

---

14
Après recuit le profil du dopage obtenu suivant la direction oy
perpendiculaire au canal est donnée par [lJ :
Dop(y)
= Dose
exp
(I1.l)
= !'b(y) - NS
où
D
est le coefficient de diffusion de l'impureté implantée
-EA
D = D
exp
(11.2)
(~)
o
t
durée du traitement thermique en secondes
T
la température absolue du recuit
D
coefficient de diffusion de l'impureté à température infinie
o
E
énergie d'activation de diffusion.
A
Pour les dopants utilisés les constantes Do et E
ont pour valeur[2]
A
2
Phosphore
D
= 0,651 cm /s
0
E = 3,5 ev
A
2
Arsenic
D
= 8 cm /s
0
E = 4,05 ev
A
2
Sore
D
= 1,4 cm /s
0
E = 3,46 ev.
A
Sauf indication contraire on assimilera le canal implanté à une
Z01e d'épaisseur d de dopage uniforme NI (cf figure II -2) tel que :
1
NI
= -d
01 (!'b(y) - N) dy
(11.3)
S
Les contacts ohmiques de source et de drain sont réalisés à partir
de deux implantations créant des régions n+ distantes de L.
L'oxyde mince de grille est réalisé par une double couche de silice
et de nitrure dont l'épaisseur d
corresp01dra en fait à une épaisseur équiva-
ox
lente de Si0 .
2

---

15
N (y )
o
d
y
FIGURE
11-2

---

16
Le substrat est accessible par l'intermédiaire d'une électrode B.
Contrairement au transistor M.O.S. classique dont le canal corres-
pond à une couche d'inversion à l'interface Si - SiOZ obtenu pour une polarisa-
tion de grille supérieure à la tension de seuil V ,
T ce type de transistor conduit
même en l'absencè de tension de grille appliquée (V
= 0).
GS
11.3. SCHEMA DE BANDES DMS LA STRUCTURE SUIVMT LA DIRECTION GRILLE-SUBSTRAT
Dans cette direction le transistor fait apparaître la combinaison
d'une structure M.O.S. au niveau de la grille et d'une jonction p-n au niveau
du substrat.
En l'absence de toute polarisation extérieure appliquée le schéma
de bandes est représenté sur la figure 11-3.
Pour la structure M.O.S. on traduit la différence des travaux de
sortie par
=
qJ~
(IIA)
-
et pour la jonction p-n on exprime le potentiel interne par
kT
=
Log
(11.5)
q
On définit ensuite la tension V
à appliquer sur la grille pour avoir
FB
une structure de bandes plates au niveau de l'interface oxyde-semiconducteur
(cf figure 11-4-0) :
=
(I1.6)
Cox
où
Qss représente la densité de charges par unité de surface au niveau
de l'interface Si - SiO Z et C
la capacité d'oxyde par unité de
ox
surface.
Ainsi de part et d'autre du reg~me de bandes plates on peut avoir un
. fonctionnement du transistor en déplétion ou en enrichissement (cf figures 1I-4-b
et II-4-c).

---

~----
Xb
d
u
1
------lI-n-:t[-.L--I.J-n-a-N-O-J-.-I-W-:t[-S-- :t[aÀx~--l-V-.L-:t[-W--

---

18
METAL
IOXYDEI
SEMI-CONDUCTEUR
E=O
1 - - - - - - - - Et
E .••••••••••••••••••
.................. ~
F
Ei
figure
11-4à ~bandes
plates
- - - - - E t
~..........-............------..........-............------~
Ei
----~
figurell-4-b:
déplétion
~----Et
~---.."..............._---.."...............------ ~
Ei
_ - - - - - Ev
fiaurell-4-c
:
enrichissement

---

19
Au niveau de la jonction canal-substrat on peut jouer sur l'exten-
sion de la zone de charge d'espace de cette jonction en polarisant en inverse
le substrat par rapport au canal.
Ir. 4. CONTROLE DE LA CONDUCTMCE DU CMIll DU TRflNS ISTOR
Comme on vient de le voir, il est possible de contrôler l'épaisseur
de la partie conductrice du canal en faisant varier soit la polarisation de la
grille soit la polarisation du substrat.
En référant les différentes tensions appliquées au transistor par
rapport à la source on peut au niveau de la grille :
- soit dépléter une partie du canal conducteur
(V
< V
)
GS
FB
- soit enrichir le canal au niveau de l'interface 5i-Si0
(V
> V
) .
2
GS
FB
. ,
Dans le premier cas la conduction dans le transistor se fait en
volume et la mobilité des porteurs correspond à la mobilité de volume du maté-
riau considéré (WB)'
Dans le second cas la conduction est assurée en partie par une con-
duction en volume faisant intervenir le canal jusqu'à l'interface Si-Si0
et
2
en partie par l'accumulation de porteurs majoritaires au niveau de cette même
interface. Pour ces derniers porteurs il y aura lieu de considérer une mobilité
en surface W . Mais contrairement au cas du transistor M.O.S. à inversion où
s
on doit prendre en compte une mobilité de surface de porteurs minoritaires, il
faut faire intervenir ici une mobilité de surface de porteurs majoritaires.
IIA.l. CAlCUL DE L'EPAISSEUR CCt-DUCTRICE DU C,ANAL DANS LE C/lS D'UN
REGIME DE DEPLETION
On considère une section du canal du transistor comprise entre les
abscisses x et x + 6x. Cette coupe est représentée sur la figure 11-5 avec la
distribution des charges correspondantes.
On supposera ici que la partie conductrice du canal d'épaisseur e
est équipotentielle et que V
# Vs = 0
(V
potentiel du drain).
D
D

---

20
o
p
d
VB
y
figure II-S

---

21
On désigne par :
Yo
l'extension de la zone de charge d'espace dans le canal
côté oxyde
YI
l'extension de la zone de charge d'espace dans le canal
côté substrat
YB
l'extension correspondante à YI dans le substrat.
(ILl)
et
=
La résolution de l'équation de Poisson
iv =
di
de part et d'autre de la jonction canal-substrat permet d'obtenir
p(y) est donné par la figure 11-5 et €
•
est la constante diélec-
S1
trique du silicium.
On obtient
h .
S1
= {
N
(IL8)
qN (1 + ~)
B
NI
2
N 2
€
.
),:;2
S1
= {-------.-.-
B
(11.9)
N
N 2
qN (1 + ~)
1
B
NI
(en polarisation normale V
est négatif)
BS
La résolution de l'équation de Poisson dans la région du canal
située sous l'oxyde permet de relier le potentiel de l'interface V(y=O) = ~s
à l'extension de la zone de charge d'espace Y .
O

---

22
q NI
=
y 2
(11.10)
<Ps
- 2(si
o
Le théorème de Gauss permet de relier <Ps à V donc Y
.
G
o à VG
On a :
=
(11.11)
Les équations (11.10) et (11.11) permettent d'obtenir Yo comme
solution de l'équation
(II. 12)
Soit
2
(
.
(
.
s~
Y
s~
o = - C-- +
("2"
(11.13)
ox
ox
L'épaisseur conductrice du canal se met alors sous la forme
2( .
N 2
x
B
2
e
=
d -{ [
s~
(Vbi - V ) ]
+
N
(11.14)
N 2
BS
q NB ( 1 + ~)
l
NI
2
(
.
(
.
-~ +
s~
C
(2
ox
ox
II.4.2. CALCUL DES CHARGES INTERVENANT DANS L'EVALUATION DE LA
CQ\\OUCTION DU CANAL
En considérant une surface de grille unité on a
a) charge de déplétion sous la grille :
(11.15)
Soit encore compte-tenu de (11.13) :

---

23
2
E:
•
= -
2 N 2 E: si
q NI Cs~ +
[ q
l
(""7
(11.16)
ox
ox
b) Charge de déplétion dans le substrat
=
(11.17)
Cette charge correspond à la charge
=
(II. 18)
présente dans la partie déplétée du canal côté substrat. On a :
= o
(11.19)
On a compte-tenu de l'équation (11.8)
J,;2
(11.20)
Equation que l'on peut encore écrire en posant
NI N
N*
8
=
(11.21)
B
NI + NB
J,;2
OB
= {2E: . q NB
(V
- V
)}
( 11. 22)
s~
B1
BS
Remarque : Le canal complètement déplété fait apparaître une charge par unité
de surface égale à :
=
(11.23)
11. 4.3. CALCU L DE LA TENS ION DE BLOCAGE DU TRANS IS TOR
La tension de blocage du transistor V est définie comme la tension
p
qu'il faut appliquer sur la grille pour annuler le courant circulant dans le
canal.
Le calcul est fait ici lorsqu'on considère une faible polarisation
appliquée entre source et drain c'est-à-dire qu'on se place dans le cas d'un
canal pratiquement équipotentiel.
La détermination de V
consiste donc à calculer la tension à appli-
p
auer sur la arille Dour déserter cm1D l?>tpmpnt le c:nnnl. Tl fnlJt t1nnc: nvni r P = o.

---

24
On a alors d'après l'équation (11.7)
(11. 24)
Compte-tenu de (11.21), YI s'écrit
h .
S1
( 11. 25)
q
Compte-tenu des équations (11.13) et (11.25), l'équation (11.24)
s'écrit, pour V
= V
:
G
p
( .
( .2
2(.
Yz
- ~ +
[~- ~(V -V )l=d
Cox
C
2
q NI
P
FS
ox
d'où :
N
N
N*
q
l
2
q
l
S
V - VF = - -2--- d - -C--- d - --N (VSI - VSS )
p
S
(si
ox
l
(
.
+ 2 (d + ~)
Cox
(11.26)
(
.
Posons
S1
CI = Cl
(11.27)
alors :
+ ( __
1 + _1_)
(11.28)
CI
Cox
Remarques sur la tension Vp
i) L'expression (11.28) n'est valable que si
Y «
d
I
2 ( .
d
>
{~
q

---

25
ii) Dans les cas pratiques on a
L'équation (11.28) se réduit à
(11.29)
(21': . q N )!2
où k = _ _
s~
S
_
( 11. 30)
cox
Le facteur k traduit l'effet du substrat sur la tension de blocage
du transistor. Il a même valeur que pour un transistor à enrichissement ayant
même substrat.
Le premier terme rend compte du déplacement de la tension de seuil
cO'1sécutive à l'implantation du canal.
iii) Si l'épaisseur d du canal ou son dopage sont trop importants, la tension
Vg appliquée pour obtenir le pincement du canal est telle que la courbure des
bandes au voisinage de l'interface Si-Si0
provoque l'inversion du semiconduc-
2
teur avant le blocage du canal. Dans ce cas lorsque la charge d'inversion appa-
rait ((fls#2-PF) elle fait écran à toute extension supplémentaire de la ZO'1e de
charge d'espace, et la tension de grille n'a plus d'influence sur la cooductance
du canal.
On obtient une valeur limite VOL de Y
telle que
O
VOL
<
d - YI
(11.31)
D'après l'équation (II. 10) on obtient pour le régime de forte inver-
sion
21': .
k2
s~
VOL
=
{
2
(flF}
q NI
On définit alors une tension de seuil d'inversion [3J
Vp L
(2l':si q NI
( 11. 32)
C
2
ox

---

26
kT
avec
Cf' F =
log
q
n.1.
Pour avoir blocage du transistor il faut donc que l'épaisseur du
canal soit inférieure ô une valeur limite dl telle que:
=
soit
=
qui peut encore s'écrire:
1
= NI
(11.33)
l'évolution de la tension de blocage V en fonction du dopage NI
p
et de l'épaisseur d du canal est donnée sur la figure 11-6 d'après [3J.
l 1. 5. CJl.CUL DU COURA"JT DRAI I~
II.5.1. APPROCHE QUALITATIVE
le transistor M.O.S. ô canal implanté peut fonctionner en régime
d'appauvrissement camme en régime d'enrichissement.
les tensions de grille contrôlant le fonctionnement du transistor
sont d'une part la tension de bande plate V
et d'autre part la tension de
FB
blocage V .
p
Au niveau de la tension drain on désignera par V
la tension
DSS
au-delô de laquelle se produit la saturation du transistor.
Sur la figure 11-7 sont représentés les différents modes de fonc-
tionnement [3J
a) si Vr
< V
le transistor est bloqué, il n'y a plus de canal
v
p
conducteur (aux restrictions près signalées dans le parag raphe II.4. 3.) .
b) si V
< V
< V
le transistor est en régime d'appauvrissement.
p
G
FB
On a un canal en volume, la conduction est assurée par des porteurs majoritaires
avec une mobilité de volume (cf 1.B).

---

27
NB = 10 16 c m - 3
3.1016
5 . 1016
,.-.
::>
___ -5
0..
>
figurell-6

---

28
(1)
OHMIQUE/SATURATION
ID
2e
••••••••••••••••••••••••••
•••••••••••••~++••••••••••••••••••
~
~
.
Vo
lB
figurell-7

---

29
* avec 0 < V
< V
- V
on a enrichissement complet du canal. La
D
G
FB
conduction est augmentée, elle est due au canal en volume et aux porteurs majo-
ritaires accumulés à la surface conduisant avec une mobilité de "surface",
(cf 2. A. ).
* avec 0 < V - V
< V
on a enrichissement partiel du canal,
G
FB
D
(cf 2.B.).
d) Les figures le et 2e correspondent aux régimes de saturation
dans les cas où V
< V
et V
> V
.
G
FB
G
FB
11. 5.2. EOUATICNS DU ectiRANT
Nous suivrons ici le développement proposé par J.S.T. Huang et
G.W. Taylor [4J.
Pour une polarisation de drain appliquée inférieure à V
'
DSS
l'épaisseur conductrice du canal s'écrit
e(x)
=
et le courant drain :
=
q NI Il Z e(x)
avec Z = largeur du canal
(11.34)
Soi t encore :
D'où
dV
(Ir. 35)
Les charges OIT' Os et Os ayant été définies au paragraphe II.4.2.,
nous verrons qu'il y a lieu de différencier la valeur de la mobilité intervenant
dans l'équation (11.35) suivant le mode de conduction considéré.
Ici, compte-tenu de l'évolution du potentiel dans le canal conduc-
teur entre la source et le drain, on a :

---

30
=
(2 q
( l 1. 36)
Compte-tenu des équations (11.16) et (11.27), Os s'écrit
- en régime de déplétion :
2
2C
1
{ [1 -
ox
(V
- V
- V(x) ) J- 1 }
( 11. 37)
G
FB
On CI
- en régime d'accumulation:
° = - C (V - V - V(x))
( 11. 38)
S
ox
G
FB
L'équation (11.37) conduit après intégration de l'équation (11.35)
à une expression du courant drain difficilement utilisable (cf annexe 1).
Huang et Taylor expriment Os en régime de déplétion sous une forme
semblable à celle donnée par l'équation (11.38)
=
C
(11.39)
où ë représente la capacité équivalente à la capacité d'oxyde mise
en série avec la capacité due à la déplétion de la partie du canal sous la
grille. Cette dernière capacité est moyennée sur la longueur du canal.
Les mobilités W' et W" 1 représentent les mobilités de volume des
majoritaires : WB"
La mobilité W" sera égale à WB au reg~me d'appauvrissement et à
la mobilité de surface des majoritaires en régime d'enrichissement.
Ainsi l'intégrale du premier terme de (11.35) s'écrit
Il
(11.40 )
et l'intégrale du 3ème terme
(2q

---

31
ème
L'intégrale du 2
terme se met sous les formes suivantes
a) enrichissement complet :
fl
=
fl
C = C
s
ox
2
V
Z
DS
1
= --c
{(V
- V
) V
- - }
(11. 42)
2
fl
L
ox
s
GS
FB
DS
2
b) déplétion complète
(11. 43)
c) Dans le cas de l'enrichissement partiel on a deux parties dans le canal
- une région d'enrichissement en surface pour
o < V(x) < V
- V
..
GS
FB
- une région de déplétion pour
V
- V
< V(x) < V
GS
FB
DS
ème
On retrouve les termes Il et 1 " Le 2
terme s'écrit dans ce cas
3
2
(V
- V
)
GS
FB
2
(11.44)

---

32
Les résultats obtenus peuvent être résumés sur la tableau II. l
suivant
Mode
de
Expression du courant drain
:fonctionnement:
:--------------:--------Z-----------=----------------ï---2----------------:
Déplétion
: ID = )lB [ {Qn VD + C [(VGÇVFB)VD - 2" VD ] 1
totale
e
e
•
.
.
.
\\
~
3/
3/
(2qE:siNâ) [(VD+VBI-VBS) 2-(VBI -VBS )2]
:--------------:--------z-----------:----------------ï---2----------------:
:Enrichissement:ID = )lB [ {QIT VD + C [(VGS-VFB)VD - 2" VD ]
:
partiel
:
V
- V
GS
FB > 0
TABLEAU II. l
II.5.3. CONDUCTANCE ET TRANSCONDUCTANCE A L'ORIGINE DES CARACTERISTIQUES
L'étude sera faite pour V
= O. On pose Vês = V
- V
BS
GS
FB
Lorsque VD + 0 le courant drain peut s'écrire:
- en régime déplété :
ID # )lB ~ VD {Qn + ë Vês -
La conductance à l'origine s'écrit:
6 ID)
Z
-
6V
= )lB [
{Qn + C Vês -
D V* =cte
GS

---

33
z
En posant A = ~B [
on a
z -
A + Ils "[ C VGS
(11. 45)
- en enrichissement complet
+
Z
V
C
V·
Ils L
D
ox
GS
La pente à l'origine s'écrit alors
z
A +
C
Il
(I 1. 46)
s
"[
ox
Des équations (11.45) et (11.46) on peut déduire l'expression de
la transconductance à faible polarisation de drain :
Gm
- en régime déplété :
G
=
(11. 47)
m
Ils
É ë VD
- en régime enrichi complet :
G
z C
( 11.48)
m
"[
ox
Si on trace la caractéristique de transfert du transistor pour une
valeur faible et constante de V on doit obtenir une courbe semblable à celle
D
proposée figure 11-8.
Dans les régimes d'appauvrissement et d'enrichissement les pentes
de la caractéristique de transfert sont respectivement proportionnelles à :
ë et Ils Cox
L'intersection des courbes correspond à V
= V
" En ce point la
GS
FS

---

34
Vos=cte
appauvrissement
enrichissement
VFB
1
1
1·
LdJ
50
1
t-
-
1
Z
:::J
1
""'-'"
1
0 40
1
-
pente fil psCox
1
1
1
canal Profond
:
'\\..
pente (JI fJsë
canal 1
superficiel
-5
+3
figure 11-8

---

35
constante A peut être déterminée. La mesure de ë et C
permet d'avoir le
Z
ox
rapport WB/WS et de la connaissance de [ on en déduit les valeurs de WB et WS'
Si l'épaisseur du canal tend vers zéro, ë devient égal à Cox'
WB tend vers Ws et les 2 régimes présentent la même pente.
De l'équation (11.43) on peut déduire la formulation de la tension
de blocage
OIT
1
- - +
( 11.49 )
E
C
L'extrapolation de la droite représentant les variations de V
~
p
_ OIT
en fonction de
(V
- VSS)donne
donc OIT'
BI
E
l 1. 6. REIV1M.QUE SUR LES r"'OB lLI1ES DES POR1EURS
..
Dans tout ce qui a été dit plus haut on a supposé que la mobilité
des porteurs était constante, indépendante du champ électrique.
En toute rigueur il y a lieu de considérer que la mobilité de sur-
face est une fonction du champ électrique en particulier de sa ccmposante trans-
versale et de sa composante longitudinale.
Ainsi on peut proposer poor Ws l'expression suivante [3J
=
D'autre part la mobilité de volume est elle aussi fonction du
champ électrique. Pour un transistor à effet de champ à jonction, on ne tient
ccmpte que de la composante longitudinale du champ. La loi de variation proposée
par Jacoboni [5J est la suivante
WS
=
o
avec Tl voisin de 1,2 et Ec un champ critique tel que wS
E
= V ,
o
c
s
vitesse limite des porteurs.

---

A-l-l
36
ANNEXE l
========
CALCUL DU COURANT DRAIN EN REGIME D'APPAUVRISSEMENT
COMPTE-TENU DE LA RELATION (11.37)
JVD
2 C
2
),;
Z
CI
OX
2
On a
1 = ~ \\.l
{ OIT - OIT C-
C(1
-
(Vê - V))- 1]
D
L B
o
ox
OIT CI
),;
),;
2
-(2 q ( . N* ) 2 (VO+V)}
dV
s~
B
En posant
Vè
= VG - VFB
1
Soit (2q( . N*)!2
= k C
(cf eq.
II. 30)
s~
B
ox
{oJ~D
C
°
2 C
2
!2
IT (1 + ~) dV -
(1 -
ox (V*-V))dV
ox
OIT CI
G
J~D
),;2
k C
o
(V
+ V) dV}
ox
O

---

3f
A-1-2
La première intég raIe s' éc ri t
C
(1+_._
1 )
Cox
La deuxième intégrale vaut :
2
2 C
3/
2 C
2
\\
ox
2
{( 1
(V* - V ))
-(1 -
ox
V*)
}
G
D
On Cr
G
La troisième
2
1
= - k C
3
3
ox
Donc
Si
ème
on réalise un développement limité ou 2
ordre des termes en
puissance 3
on a
2
V 2
2C
2
-J-:i
D
[C
(1 _
ox
V*)
+ l
k C
VO-~J}
- -2-
ox
OIT CI
G
2
ox
On remorquera que cette expression permet de retrouver la tension
de blocage du transistor donnée par l'équation (11.28).

---

38
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES CHAPITRE II
=======================================
[ 1J
A. S. GROVE "Physique et Technologie des dispositifs à semiconducteurs"
DUNOO (1971).
ème
[2J
M. CARQUET, Thèse de 3
Cycle, Montpellier (1985).
[3J
G. MERCKEL "Ion implanted MO S transistors depletion mode devices",
Process and Device Modeling for IC Design Noordhoff, Leyden (1977).
[4J
J.S.T. HU.Al\\G, G.W. TAYLOR "Modeling of an Ion Implanted Silicon Gate
Depletion-Mode
IGFET", I.E.E. Trans. on ED, Vol. ED22, n01, pp 995-
1001, (1975).
[5J
C. JACOBONI, C. CANALI et Al
S.S.E., Vol. 20, 77 (1977).

---

39
CHAP ITRE
111
BRUIT DE FOND ASSOCIE AU TRANSiSTOR MOS
=======================================
A CANAL IMPLANTE
----------------
..
111.1. II~TRODUCTION
Le but de ce chapitre est de faire un rappel sur les principales
sources de bruit de fond susceptibles d'être rencontrées dans un transistor
MO S à canal implanté.
Nous nous sommes intéressés essentiellement au canal du transistor
et à la jonction canal substrat de ce dispositif.
111.2. LOCALISATION DES PRINCIPALES SOURCES DE BRUIT
Les principales sources de bruit et leur localisation sont les
suivantes :
1) Le bruit thermique associé à la partie conductrice du canal. Cette compo-
sante est associée au canal en volume en régime de déplétion (partie 1 de la
figure 111-1) ou au volume et à l'interface Si-SiO
en régime d'enrichissement
Z
( .... ~ .. -I-~=~
T
=-1-
TT
...J~
l~ +~~" ..~
TTT_l \\

---

40
Vs s
VG G
VD D
dox
ID
®
N 1
®
N+
N+
y
figure 111-1

---

41
2) Le bruit en excès ou bruit en l/f. Il est lié aux courants dans le transistor
et peut être généré en particulier au niveau de la partie conductrice du canal
en volume (1) et en surface (II) ainsi qu'au niveau des contacts source et drain
(partie V de la figure 111-1).
3) Le bruit de génération-recombinaison.
Il est lié aux parties conductrices
du transistor mais aussi aux régions de zones de charge d'espace (parties III
et IV de la figure 111-1). En effet toute fluctuation de charge dans une région
désertée entraîne une fluctuation de l'épaisseur conductrice du canal et module
ainsi le courant drain.
4) Il faut noter également la présence dans la structure de plusieurs jonctions
polarisées en inverse : jonctions source et drain-substrat et jonction canal-
substrat (région VI de la figure 111-1). Ces jonctions peuvent générer une com-
posante de bruit de grenaille.
De façon générale on doit rencontrer dans ce type de transistor, à
la fois les problèmes de bruit de fond liés au transistor à effet de chanp, jonc-
tion et, ceux inhérants aux transistors à grille isolée.
l l 1. 3. BRU IT THERM !QUE
111.3.1. FORMULATION GENERALE
On suppose que de façon générale le courant dans le canal du tran-
sistor peut se mettre sous la forme
dVo
=
g(V )
(IIL1)
o
dx
où
V
représente la différence de potentiel entre un point du
o
canal d'abscisse x et la source,
g(V ) la conductance par unité de longueur du canal en x.
o
L'intégration de l'équation (111.1) permet d'exprimer le courant
sous la forme
1
=
t g(V ) dV
[
o
o
(IIL2)
o

---

Le calcul du bruit thermique peut se faire de la façon suivante [J]:
On considère en x une épaisseur conductrice du canal 6x générant
une tension de bruit 6V à ses bornes
(figure 111-2-a). La structure obtenue
peut être assimilée à un ensemble de deux transistors Tl et T
ayant pour lon-
2
gueur de canal x et L-x.
Le schéma équivalent à l'ensemble peut se représenter canme l'indique
la figure (II 1-2-b).
Les fluctuations
du courant drain sont reliées aux fluctuations
6V par la relation (cf annexe II) :
o
1
=
-L
g(V) 6V
(I11.3)
o
0
5i les fluctuations de tension 6V sont dues au bruit thermique on
o
a [1]
5
=
4 kT~
(III.4)
6V
g(V )
0
1
d'où
~ID =
2(V )
5
2
g
0
6V
L
0
1
soit
5
=
4 kT
g(V ) 6x
( 111.5)
61
2
0
D
L
Canpte-tenu de l'équation (111.1) on a
= __
1 4kT __
1
g2(V) 6V
(111.6)
L2
ID
0
0
La contribution de tout le canal s'obtient en intégrant l'équation
(111.6) depuis la source jusqu'au drain
5. (f) = 5.(0) = 4 k T
1
g2(V ) dV
(111.7)
~
~
L2I
o
0
D
Dans le cas de forts champs électriques dans le canal, la tempé-
rature électronique des porteurs est différente de celle du réseau et dépend
de x :

---

43
__VDS
rmJ--2i!~Fllllliil~~III~~iii'i!m~bœI~O ~ID
+
x
N+
(a)
y
1 ~
1
1
•
1
1
1
1
1
..
1
~1
1
1
(b)
figurelll-2

---

44
S.(f) = 4kT
_1_
(IlL8)
1.
L2 lD
Nous nous proposons d'expliciter l'équation (111.8) dans le cas
d'un transistor MO S à canal implanté dans le cadre des équations de ca1duc-
tion proposées au chapitre II. Néanmoins pour ne pas surcharger la présentation
des résultats nous nous sommes volontairement limités ici au développement du
cas dans lequel on peut nég liger la ca1tribution du substrat dans les équations
du courant drain. Cela correspa1d à un substrat faiblement dopé par rapport au .
canal, où la Za1e de charge d'espace de la jonction canal-substrat se développe
préférentiellement dans le substrat et non dans le canal.
Les équations de ca1duction obtenues dans le chapitre II ont été
reformulées dans le cadre de cette hypothèse dans l'annexe III, où seuls les
régimes d'enrichissement complet ou de déplétion sont pris en compte.
111.3.2. CAS DU REGIME D'APPAUVRISSEMENT
La relation (111.7) permet de calculer S.(f) compte-tenu des équa-
1.
tions (A.IIL4) et (A.IIL6).
2
_ _
x_ + J.. __
x_","
1-y
3 (l-y) 2
(IlL9)
Soi t encore :
(IIL10)
où gd
représente la conductance du canal à l'origine des caracté-
o
ristiques
(IILll)
x
1
2
x
+-
1-y
3
2
( 1-y)
et
F
(x,y)
=
(111.12)
1
1
x
1 - -
-
2
1-y
A partir de l'équation du courant drain on calcule la conductance
du canal et la tension de saturation. qui conduit à la valeur limite de x :

---

45
=
- y
(111.13)
L'équation (111.9) est valable pour
o ~ y ~
et
0 ~ x ~ 1-y
(111.14)
si
x ~ 0
F (0,y) = 1
(régime ohmique)
1
si
x ~ 1-y
F (1-y, y) = 2/3
(régime saturé)
1
111.3.3. CAS DU REGIME D'ENRICHISSEMENT COMPLET
Compte-tenu des équations (A.III.10) et (A.III. 11):
2
2
1-~+..!.6 x
1+6Y
3 (1+8y)2
S. (f)
(111.15)
~
1
8x
- 2" 1+6y
La conductance gd du canal s'écrit:
Bx
{1+8Y}
{1- 1+8Y}
et la valeur à l'origine est
d'où
S.(f) = 4kT
(II1.16)
~
2
8
i
( l+BY) 2
avec
=
(III. 17)
8x
Les relations sont valables
pour y ~ 0
(III. 18)
et
0 ~ x ~ y
Dans le mode d'enrichissement complet, il faut une tension drain
maximale qui assure encore l'enrichissement au niveau du contact drain, donc
une tension inférieure à la valeur donnant la saturation (cf figure 11-7),
et quand x ~ 0
F (0,y)
= 1
2
Remarques :
l.lsCox
1) 6 = ----_- s'obtient à partir de la caractéristique de transfert du transistor
l.lB C
_1 __ .1.
1
.J.
.-1 __
.. _ 1 _ .. __
.-.1 __
..1.
_

---

46
2)
Si d ~ 0 ~s est très peu différent de ~B et B tend vers 1.
Sur le tableau (111.1) sont résumés les résultats précédemment
obtenus.
Les variations de F1(x,y) et de F (x,y) sont reportées sur les
2
figures (111-3) et (111-4).
BRUIT THERMIQUE : S. (f) = y 4kT gd
1
0
APPAUVRISSEMENT VGS-VFB<O
ENRICHISSEMENT COMPLET
o ~ V ~ -(VGÇV
D
FB )
Z
gdo = ~B [QIT (1-y)
x·
1
2
_ _ + __x_-:-
l-y
3 (1-y) 2
Y = F1(x, y) = ---------::....:...-!....!...--
1
x
- "2 1-y
o ~ y ~
Y ? 0
O~x~
- y
o ~ x ~ y
V
- V
GS
FB
y=I V -V
1
P
FB
= - ë V *
p
TABLEAU II!. 1

---

47
Q
e"
~
Q
!----,------.:=-;-----r----.:..
~
'<
Il
o
Cc
-
-1
e",)
)(~.. ------~

---

~t1
><
~
ex)
~
y=1.5
Y=2
y=2.5
0.6
0
1
2
3
- +
X
figurelll-4a

---

49
:
~(X,Y)
= I---I----~~----,r----=~~;
'<
"
-
-të"e
..,
Cl)
'<
Il
~
"t:ù
Il
P
U'I

---

50
II 1. 4. BRU Ir JE GENERATION RECO'1BINAISON t2], [3 ]
Le bruit de génération-recombinaison faisant intervenir des niveaux
pièges dans le canal correspond à un processus du type
électron + piège vide
-+
+-
piège occupé
Si le courant drain du transistor se met sous la forme générale
dVo
dx
Les fluctuations de courant induites par les fluctuations de tension
entre les points d'abscisse x et x + 6x dans le canal sont telles que (cf eq
III.3).
g(V )
o
61D = ---L---
6V
(III.19)
Le nombre total de porteurs 6N dans la section du canal comprise
entre x et x + 6x est tel que :
g(V )
=
o
q ~8
(II I. 20)
La résistance de cette section 6R est alors donnée par
=
6x
=
90n
(III.21)
o
Si 6N fluctue, les variations de 6R induisent une fluctuation de
tension 6V telle que :
2
MV
=
6x
MN.I
(111.22)
2
D
q).lB 6N
Soit encore :
ID /::.x
MN
MV
=
9(VJ"
(III.23)
6N
0
Les fluctuations au niveau du courant drain en sortie court-circuitée
sont compte-tenu de l'équation (III.3)
ID 6x
°1
=
MN
( III. 24)
D
- L -
6N

---

51
Si on ne considère qu'un seul niveau piège ayant une constante
de temps 1"
MN(t).MN(t+s)
=
S
exp(- -)
1"
S
On a alors
exp (- -)
1"
q Il ID
S
soit
cID(t)
cID (Hs)
S'
6V
exp (- -)
=
2
L
1"
La densité spectrale 6S. (f) correspondante s' écri t
~
4 q ID
1"
(II 1. 25)
6S. (f)
=
S'
11p; 6V
~
2
2
2
L
+w
1"
En intégrant sur tout le canal on a dans la mesure où on peut
<
•
considérer S', 1" et Il constants
4 q JJB
S. (f)
1"
S'
ID
V
(III,26)
=
~
2
2
2
D
L
+w
1"
Le produit ID,V
sera explicité plus bas.
D
111.5. BRUIT EN l/F
Cette source de bruit est interprétée comme une fluctuation de
la conductivité électrique, c'est-à-dire liée soit à une fluctuation du nom-
bre de porteurs [4J soit à une fluctuation de leur mobilité
~5J. La fluctua-
tion du nombre de porteurs est souvent assimilée à un phénomène de surface
alors que la fluctuation de mobilité est assimilée à un effet de volume.
_
L2
Pour une résistance R - qjJlN
où Il et N peuvent fluctuer on a
cR
cN
=
R
N
Si N et jJ fluctuent de façon indépendante on a

---

52
S (f)
v
=
( II!. 27)
(\\i)2
où S (f) représente la densité spectrale correspondant à la gran-
x
deur x et x la valeur moyenne de x.
111.5.1. BRUIT EN l/f DU A LA FLUCTUATION DU NOMBRE DE PORTEURS
Ce modèle implique la superposition d'un grand nombre de spe~tres
de génération recombinaison (de type Lorentzien) tels que :
T
( II!. 28)
+ w2 T2
La superposition est faite en supposant une distribution des cons-
tantes de'temps T de la forme [6J :
1
dT
=
Tl < T < T2
(II1.29)
Log T2
Tl
dont une approche a été formulée par Mc Whorter [4 J
2)
d'aJ
SN(f)
=
t 1 4(tlN
- -
dT
2 2
1+w T
Tl
Log T2
Tl
(T2
dx
=
- 1
.z
(II 1. 30)
WT
+x
1
L'équation (111.30) conduit aux résultats suivants
2
SN(f)
=
4tlN
T
poor
f
Log~ 2
Tl
;NT
1
SN(f)
=
f
poor
Log T2
Tl

---

53
2
L'I N
]
]
SN(f)
=
f >
T2
2
2"
pour
2,n]
Log _
TT
T
f
T]
]
Il est donc possible d'obtenir un spectre en ]/f dans un large
domaine de fréquence si T] et T2 sont très différentes.
On a alors :
S (f)
SN(f)
~
]
v
=
=
T
('7)2
(N)2
(N)2Log T2
T]
----z
1
Klaassen [7J suppose que L'IN
= S N
Dans ce cas
S (f)
8'
1
V
=
=
a
(IlL 3])
('7)2
T2
fN
N f L -
n T]
avec
1
= _8_'_
a
Log T2
T]
111.5.2. BRUIT EN ]/f DU A LA FLUCTUATION DE LA MOBILITE
Dans ce cas on a
S (f)
S (f)
v
- L -
=
(1 l 1. 32)
('7)2
(jj)2
S (f)
v
~
Hooge pose que
=
(1 l 1. 33)
('7)2
f N
Il est à remarquer que dans un cas comme dans l'autre les expres-
sions obtenues par Klaassen et Hooge peuvent se mettrent sous des formes sem-
blables où intervient le nombre moyen total de porteurs dans l'élément consi-
déré.
II1.S.3. APP LICATION AU TRANSISTOR MO S
On considère en un point d'abscisse x une section du canal
d'épaisseur L'Ix. Cet élément de canal a une résistance L'IR due à un nombre L'IN

---

54
de porteurs de mobilité ~.
2
t::,x
t::,x
On a
t::,R
=
=
(111.34)
q ~ t::,N
91'1J"
a
Le courant drain s'écrit
dV
t::,N
dV
ID
= g(V )
=
( II!. 35)
a
dx
q ~
t::,x
dx
Les fluctuations de tension aux bornes de cet élément 6(t::,V) sont
induites par les fluctuations 6(t::,R) de t::,R :
( II!. 36)
Soit encore en densité spectrale
=
l 2
(1 l 1. 37)
D
avec
=
(II1.38)
d' où
S6
=
(111.39)
v
L'équation (111.3) permet de
relier
les fluctuations de tension
aux bornes de la section t::,x aux fluctuations du courant drain en sortie du
t rgnsistor.
=
(V )2
9
a
( II!. 40)
Compte-tenu de (111.39) on a :
1
2
(111.41)
SOI
= --2 g(V)
D
L
a
L'équation (111.34) permet d'écrire SOID sous la forme
=
1
l 2
2
( t::,x)
Ct
L2
D
f t::,N
En utilisant l'expression du courant donnée par (111.35) on a
1
t::,N
S.t
=
l
uI
L2
D q ~
D
t::,x

---

55
ss:
= _1
1
q fl $-
dV
(II 1. 42)
uI
0
O
L2
T
L'intégration depuis la source jusqu'au drain donne
s. (f)
1
Ct
l
=
q 11 2"
r
D V
(II 1. 43)
J.
D
L
111.6. ADPLICATIONS AUX REGIM:S DEPLETE ET ENRICHI COVPlET
Oans le cas où on néglige l'effet du substrat, on peut facilement
expliciter le produit 1
V
0
o [8][9 J.
II 1. 6. 1. CAS OU REG IME OEP LETE
L'équation (A.III.2) donne dans ce cas la valeur du courant drain
En faible polarisation de drain
(II1.44)
Le produit IO.V
s'écrit alors
O
ou encore
(I l 1. 45)
où Z L C (Vês - V ) = q N représente la charge totale des por-
p
teurs dans le canal.
Ainsi le bruit de génération recombinaison s'écrit
l 2
T
.n..-
S.(f)
=
4 B'
(II 1. 46)
N
J.
GR

---

56
et le bruit en +
2
S.(f)
=
a
1
(I l 1. 47)
1
l/f
fIN
D
Compte-tenu de l'équation (111.44) on a encore
D'où :
2
S. (f) = 4 q )lB
Z3
ë 6'
,
(V* - V*) V 2
(II 1. 48)
1
GR
L
1+w2,2
GS
p
D
2 Z - a
2
S.(f)
= q )lB --3 C -f
(V* - V*) ~
(Il1.49)
1
1If
L
GS
p
D
A la saturation
V
=
v*
- v*
Dsat
GS
p
Les équations (111.26) et (111.43) s'écrivent respectivement
(V* - V*)3
2 Z -
,
GS
p
S . (f)
= 4 q )lB --3 C 6'
2 2 --=-=""':"2-----!:-
(II 1. 50)
1
GR
L
1+w ,
(V* - V*)3
GS
p
(II1.51)
2
On peut également écrire à la saturation
(V* - V* /
ID
t
=)lB
ë
GS 2
P
=
sat
Le nombre total de porteurs dans le canal vaut
ë Z L (V" - V*)
GS
p
N =
q
(V* - V*)
D
GS
p
1 où
ID
= ) l
q N
(II1.52)
B
~L2
2
sat
( 111. 53)

---

51
D" ou :
2
Si(f)GR =
8 S'
T
1
(II 1. 54)
2
2
D
+w
T
sat
2
Si(f)l/f
=
Ct
2 1
(IIL55)
f N
Dsat
111.6.2. CAS DU REGIME ENRICHI COMPLET
L'équation du courant s'écrit alors
En faible polarisation de drain
l
Z -C
{
v*
v*}
D
= WB
'L
S GS
p
(1 II. 56)
La résistance du canal peut s'écrire
WB Z L C
(S v* - v*)
GS
p
Soi t encore
R =
N
représente le nombre total de porteurs dans le canal en tenant
eq
compte des mobilités de surface et de volume :
Neq
( II 1. 5?)
Z l C
v*
ox
GS
avec
N
=
S
q
Z Le v*
NI
=
P
q

---

58
Les expressions des densités spectrales de coorant de bruit s'écri-
vent
l
S.(f)
=
4 S'
l 2
N
(111.58)
D
J.
GR
eq
=
0.
l 2
tl'J
(111.59)
D
eq
Le régime d'enrichissement complet ne permet pas de poovoir consi-
dérer les expressions des équations précédentes en régime de saturation car ce
régime correspO'1d à un
'enrichissement partiel.
Les résultats précédents sont résumés sur le tableau (111.2).

---

59
"-----------------------------------------------------------------------"
.
.
BRUIT DE GENERATION RECOMBINAISON
BRUIT EN l/F
DEPLETION
Faible polarisation de drain
S . ( f) = 46'
2
T
1
1 2
S.(f)=
a.
1
J.
fN
D
J.
l+t}/ N
D
,
;.
Z -
2
1
V
- "B -l C (v* - v*) V
D D - ....
GS
p
D
Saturation
= v* - v*
G
p
(v*
V*)3
_
2 Z - a.
GS - P
Si (f)-qIJB L3 C f
2
S.(f)=86'
2
T
1 1 2
S. (f) =
..iL
2 1
J.
1+ 2 2 N D
t
J.
fN
D
W T
sa
sat
ENRICHISSEMENT
Faible polarisation de drain
2
= 1 2
L
D
qlJB Neq
S~
1
(f) = _
.. _0._

---

60
ANNEXE II
v
L'ensemble de deux transis-
~1
tors considérés sur la
figure AIl' 1. peut se repré-
senter sous la forme de la
figure A
.2
:TRANSISTOR 1
TRANSISTOR 2
Il
figure AII-!
figure AII-2

---

61
.61
=.6V
cc
Dans le cas où le courant drain s'écrit
l
jVD
ID
= -
g(V )
dV
L
0
0
0
Ici
=
l
g(V (x))
x
0
* gd
=
g(V )
D
2
L-x
l
* gm
=
{g(Vo(x)) - g(V
L-x
D)}
2
g(V (x))
D'où
.6I cc =
0
.6V
L

---

62
ANNEXE III
CALCUL DU CQlRANT DRAIN
DANS LE Cf1S OU ON I~EG LI GE L'EFFET DU SUBSTRAT
Dans le cas où le substrat peut être considéré comme faiblement
dopé par rapport au canal, l'extension de la zone de charge d'espace dans le
canal de la jonction canal-substrat est négligeable.
Les équations de conduction du transistor se simplifient de façon
notable.
En régime de déplétion
On pose
V; = Vp - 'IFS
=
La conductance du canal par unité de longueur s'écrit
Soi t encore
(A.IILl)
L'intégration de l'équation (A.III. 1) depuis la source jusqu'au
drain donne
V
- l
V 2}
(A.IIL2)
D
2
D

---

63
Remarque
L'équation (A. III. 1) peut encore s'écrire
VGS
= ).lB Z C V* (vr- - 1)
(A.IIL3)
p
p
VGS
En prenant la valeur absolue de v* et en prenant
y= vr- on a
p
p
Vo
{ l-y}
{1-~}
(A.IlIA)
p
L'intégration sur tout le canal donne le courant drain
V 2
1
D
{V
(A. IILS)
D -2
~ }
p
Soit en posant x =
VD
lV*J
p
x . {1
1
x}
- 2
l-y
(A.II1.6)
En régime d'enrichissement ccmplet
On a
VGS >-- V;
La conductance du canal s'écrit alors:
Soit encore :
B Va
{1 - BV* - v*}
(A. II 1. 7)
GS
p
avec
B =
L'intégration sur tout le canal donne le courant drain

---

64
Z
1
S VD
1
= \\.lB C-L {S V* - V*} {1
} V
(A.III.8)
D
GS
p
- 2"
SV *
- V
D
GS
p
ou encore :
(A. II 1. 9)
En prenant la valeur absolue de IV*I il vient
p
(A.III.10)
(A.III.ll)
..

---

65
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES CHAPITRE III
========================================
[lJ
D. RIGAUD, Thèse d'Etat, Montpellier (1973).
[2J
A.G. JORDAN, N.A. JORDAN, I.E.E.E. Trans. on E.D., ED 12, 148, (1965).
[3J
A. van der Ziel, Noise : sources, characterization, measurement,
Prentice-Hall, Inc. Englewood Cliffs, N.J. (1970).
[4J
A.L. Mc WHORTER, Semiconducbor Surface Physics, University of
Pennsylavania Press (1957).
[5J
F.N. HOCGE, Phys. LeU. 29A, 139, (1969)
Physica 83B, 19, (1976).
[6J
J. BE RNAMON T, Ann. de Physique Z, 71, (1937).
[7J
F.M. KLAASSEN, I.E.E.E. Trans. Electron. Devices, ED18, 887, (1971).
[8J
L. K. J. V/lJ'DJWME, S. S. E. 23, nO 4, 317, (1980).
[9J
L.K.J. V/lJ'DAMME, H.M.M. de Werd S.S.E. ~, nO 4, 325, (1980).

---

66
CHAP ITRE
IV
DESCRIPTION DES TRANSISTORS ETUDIES
===================================
ET MESURE DES CARACTERISTIQUES COURANT-TENSION
==============================================
IV.1. INTRODUCTION
Nous présentons dans ce chapitre les transistors étudiés ainsi
que la mesure de leurs caractéristiques courant-tension. De ces caractéris-
tiques nous chercherons à déduire les principaux paramètres contrôlant la
conduction.
IV.2. DESCRIPTION DES DISPOSITIFS
Deux filières ont été étudiées, l'une dite à 2,5~m et l'autre à
1,5~m. Les différents transistors pour chaque filière sont réalisés sur un même
15
3
substrat de type p de résistivité 5D.cm (NA #
3.10
cm- ) directement acces-
sible .
IV.2.1. FILIERE A 2,5~m
La largeur dessinée est Zd = 200wm, les longueurs des canaux sont
soit L
= 15wm, soit L = 60Wm.
d
d

---

67
A ces longueurs dessinées, on associe des dimensions électriques
tenant compte des surgravures et des diffusions latérales pour L et du "bec
d'oiseau" dû au UXOS [lJ pour Z.
Trois types de transistors correspondant à trois types d'implan-
tation ont été étudiés.
a) Transistors de type "DE P" dont le canal a été cree par une
12
-2
implantation simple à 140 keV d'une dose de phosphore de 1,1.10
cm
.
b) Transistors de type "TV" ayant subi une implantation simple
12
-2
à 180 keV d'une dose de phosphore de 2,1.10
cm
c) Transistors de type "TV-CCMP" dont le canal est constitué
12
-2
d'une double implantation d'une dose de phosphore de 2,1.10
cm
sous 180
11
2
keV et d'une dose de S. 10
cm-
de "Bore implanté sous 100 keV.
+
Tous les contacts n
de source et de drain ont été réalisés de la
14
-2
même façon, par implantation d'une dose de phosphore de 8.10
cm
sous
140 keV.
Les traitements thermiques correspondent à des recuits à 10S0°C
durant 210 minutes pour les implantations de phosphore et durant 140 minutes
pour les implantations de bore.
Les couches diélectriquesominces de grille (Si0 , Si N ) ont une
2
3 4
épaisseur équivalente en S.02 de 111SA dans le cas des transistors TV et DEP,
°
~
et de 10S0A dans le cas des transistors TV-CCMP.
En fin de processus de fabrication les tensions de blocage des
transistors sont typiquement de -4V pour les transistors DEP,
de -6V pour
les transistors TV CCMP et de -10V pour les transistors TV.
Sur le même substrat est disponible un transistor MaS à enrichis-
sement (normalement bloqué) pour le contrôle des couches d'inversion créées
à
partir du silicium.

---

68
VDS
figure IV-l
Id(mA)
1 0 . . . , . . - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ,
8
v
TV COMP 200/15
.....
TV 200/1S
6
......
DEr 200/15
-0-
TV 200/60
. .
TV COM P 200/60
-+-
DEP 200/60
4
. . .
.
.
.
.
. .
2
0 .....---.....------r-----.....------r----.......------1
o
1 0
20
30
Vd(volts)
figure IV·2

---

69
Ses dimensions sont:
W = 20Qwm, L = 6Qwm. Saotension de seuil
d
d
est de 0,82 V pour une épaisseur équivalente de Si0
de 1115A. Ce transistor
2
sera désigné par la suite par TS.
L'ensemble de ces données technologiques est résumé sur le tableau IV. 1
IV.2.2. FILIERE A 1,5gm
Dans le ces de cette filière, une seule sorte de transistor a été
disponible, de type DEP.
L'implantation est réalisée avec de l'arsenic (dose:
12
2
1,1.10
cm- , énergie 180 keV). L'épaisseur équivalente de Si02 est de 850A.
Dans cette filière les dimensi~ns électriques sont telles que
1,25\\lm
W =
Wd - 1, 2\\lm
Les tensions de seuil obtenues sont typiquement de -4V (voir
tableau IV. 1) .
IV. 3. rvESURE DES Ci\\RKlER ISTIQUES
Le schéma de ~'rincipe des mesures est donné sur la figure (IV-l).
Le système de polarisation permet la mise sous tension de façon indépendante
des différentes électrodes du transistor.
IV.3.1. INFLUENCE DE LA GEOMETRIE
IV. 3. 1. a Filière à 2, 5}1m
Sur la figure IV-2 sont reportées les caractéristiques des trois
types de transistors à V = Vs = Vs = 0 pour deux géométries de grille
G
200
200
(Zd/Ld = ~ et /Rf)'
On distingue trois zones de variation du courant en fonction de la
tension de drain :
- aux faibles valeurs de V
un régime de conduction ohmique,
D

---

·_------------------------------------------------------------_._------------------_.
.
. .
FILIERE
2,5 ~m
FILIERE 1,5 ~m
._------------------_._------------------------------------------------------------_._------------------_.
. .
. .
TYPE
D E P
T V
TV-COMP
D E P
:--------------------:--------------------:--------------------:--------------------:--------------------:
Dopant
P
P
P - B
As
-2
11
:
12
12
12
11
Dose
cm
12
1,1.10
/810
: 2, 1. 10
/ 1,65. 10
2, 1. 10 12/ 1, 65. 10 12
1,1.10
/810
11
11
5.10
/4.10
~
Energie
140
kev
180
kev
180
kev
180
kev
100
kev
o
o
o
o
d
1115 A
1115 A
1050 A
850 A
ox
L
Longueur dessinée
- 2,6 ~m
Ldessinée
1,25~m
z
largeur dessinée
- 2 ~m
Zdessinée - 1,2 ~m
V
- 4V
- 10V
- 6V
- 4V
P
Substrat
3.10 15 cm- 3
3.10 15 cm- 3
3.10 15 cm- 3
3.10 15 cm- 3
:--------------------:--------------------:--------------------:--------------------:--------------------:
TABLEAU IV.l

---

71
- pour des tensions restant infébeures à 15 Volts environ, on
se trouve dans la région de saturation du transistor,
- pour des tensions supérieures à 15 Volts on observe un nouvel
accroissement du courant drain lié à un processus de multiplication dans le
canal et s'accompagnant d'un courant substrat.
A faible polarisation de drain, pour chaque implantation, il a
été calculé le rapport des courants drain pour les deux géométries. Les réul-
tats sont reportés sur le tableau IV .2.
V
=
0,5V
D E P
T V
TV
-
COMP
D
0
0
0
0
0
·
.
.
.
.
: ID
(200/15)
0,56 mA
1,22 mA
0,758 mA
0_----------
0
-----
0
-----------0
"
·
.
.
.
.
: ID
(200/60)
0,12 mA
0,3
mA
0, 164 mA
0
-----
0
-----
0
-----------0
0
·
.
.
.
.
ID
(200/15)
: l
4,66
4,07
4,62
:
D
(200/60)
"-----------
0
-----
0
-----------0
0
·
.
.
.
.
R
4,63
4,63
4,63
TABLEAU IV. 2
La valeur du rapport R est calculée en prenant les grandeurs
Z
électriques l
. correspondantes.
IV.3.1.b.
Filière à 1,5Wm
Pour cette filière les caractéristiques obtenues toujours pour
Vs = V =
=
G
VB
0 sont reportées sur la figure (IV-3). Aux tensions de drain
mesurées (V
< 15V) il n'a pas été mis en évidence l'augmentation du courant
D
drain liée à la multiplication.
A faible polarisation (V
= 0,5V) la variation du courant drain
D

---

72
Id(mA)
12
Vg=Vs=Vsub=O
150/5
10
8
150/7
6
4
2
40/7
11/7
0
0
10
20
Vd(volts)
figure IV-3

---

73
en fonction du rapport É a été reportée sur la figure (IV-4).
Ainsi pour les deux filières on vérifie que le courant drain suit
correctement le facteur d'échelle Z/L.
IV. 3.2.
INFLUE/'.CE DE L' IMPLANTATION
Sur la figure (IV-5) nous avons reporté les variations du courant
drain en fonction de V
pour les trois types d'implantation. Les courbes ont
D
été obtenues pour Vs = V = Vs = O. La géométrie considérée est Zd = 200.
G
Ld
15
On peut ainsi mettre en évidence l'effet des différentes implantations sur la
conductance du canal. Sur cette même figure a été tracée à titre indicatif la
caractéristique du transistor de surface TS pour V = 4V en ramenant la longueur
G
du canal à 15]Jm.
IV. 3.3. INFLUE/'.CE DE LA POLARISATIOO
IV.3.3.a
Influence de V
(VS = Vs = 0)
G
A titre d'exemple nous donnons sur la figure (IV-6) l'évolution
du courant drain dans les régimes d'enrichissement (V
= + 2V) et d'appauvris-
GS
sement (V
= - 2V) pour un transistor du type TV-COMP de géométrie 200/15.
G1
IV.3.3.b
Influence de Vs
(V
= Vs = 0)
G
Si on polarise positivement la source (la grille et le substrat
étant à la masse) on crée simultanément des tensions de commande V
et V
GS
SS
négatives. On assure alors une conduction totale en volume. Les caractéristiques
obtenues pour le même transistor (cf § IV.3.3.a) sont reportées sur la figure
(IV-7). On note que pour Vs > 2,3 Volts il apparait dans le, régime de satura-
tion ou voisinage de V
= 15V une augmentation du courant drain assimilable
DS
à un effet "KINK" observé sur les transistors IvOS sur isolant [2J et lié à
une autopolarisation du substrat.
Cet épaulement dans les caractéristiques ID - V
apparait pour
DS
des conditions de polarisation comparables à celles pour lesquelles on avait
observé l'apparition d'un courant substrat (cf § IV.3.1.).
IV.3.3.c
Influence de Vs
(VS = V = 0)
G
Toujours pour le même transistor, nous avons reporté sur la figure
(IV-a) l'effet
de la polarisation du substrat sur le courant drain. Cet effet
correspond à l'extension de la zone de charge d'espace au niveau de la jonction
t"'n ....n l-c:"hc:+ rn+

---

74
Id(mA) 3 - r - - - - - - - - - - - - - - - - - - -I
Vd=O,5V
filière 1,5
1.1 m
Vg=Vs=Vsub=OV
2
1
o~·~~-----,--~--.---~--.-----r---1
o
10
20
30
40
'/JL
figure IV-4
Id(mA)
10
Vb=Vs=OV
Vg(V)
0
8
-!li-
TVCOMP
- TV
6
--+-
DEP
..... TS
4
0
2
4
o.L----r----r----.----r-----.------j
10
20
30
o
Vds(volts)
S!!
T'1:1
~

---

75
8 . . . , . . . . - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - . . . ,
TV COMP 200/15 Vs=Vsub=OV
6
-a-
Vg=OV
-
Vg=+2V
---
Vg=-2V
4
. . . .
2
O..----..-------r--------.------r-------.------l
o
10
20
30
Vds(Volts)
figure IV-6
4-.---------'-----------------------.
TV COMP 200/15 Vg=Ysub=OY
. . .
3
-a-
Vs=OV
- Vs=2V
--- Vs=2,3V
2
-+-
Vs=3V
1
O..----..---------,-------r------r------.-------1
o
10
20
30
Vds(Volts)

---

76
--
~
5
.....
---,
--
"0
4
-
TV COMP 200/15 V g= Vs=OV
-e-
Vsub=OV
3
---
V sub=-5V
~
Vsub=-lOV
2
1
04------.---...,....----.----~---.....----___j
o
10
20
30
Vds(Volts)
figure IV·'8

---

77
IV.3.4. REMARQUE SUR LE COMPORTEMENT DU COURANT DRAIN A FORTE
POLARISATION VDS
Pour la filière à 2,5~m (où il est possible de polariser le drain
jusqu'à environ 25 Volts) on observe une augmentation de ID à partir d'une
quinzaine de volts. Nous avons expliqué cette croissance du courant par un
phénomène de multiplication dans le canal. Les porteurs majoritaires sont col-
lectés par le drain, les minoritaires par le substrat donnant naissance à un
courant qui s'écoule à travers ce substrat.
Sur la figure IV-9 nous avons représenté l'évolution de ce courant
substrat en fonction de la polarisation de drain. Sa valeur est tout-à-fait
comparable à l'augmentation du courant drain observée sur les caractéristiques
IV.4. DElERMINATION DES PMMTRES DE CONDUCTION
Nous ne présenterons ici que des résultats relatifs à la filière
2,5~m.
IV.4.1 CPS DU TRANS ISTOR "DEP"
L'évolution du courant drain pour un transistor DEP en fonction
des tensions de grille et de substrat est donnée pour V
= 50 mV sur la
DS
figure (IV-la). Ces caractéristiques de transfert sont du type de celles pré-
sentées sur la figure (11-8). A partir de ces courbes et des données du fabri-
cant nous allons évaluer l'ensemble des paramètres régissant la conduction du
canposant.
Les données du fabricant sont :
-3
- Dopage du substrat :
.m
o
-7
- Epaisseur d'oxyde équivalente: dox = 1115A = 1,115.10
m
-6
- Longueur du canal : L = 15 - 2,6 = 12,4. la
m
- Largeur du canal : Z
4
= 200 - 2 = 198~m = 1,98.10-
m.
12
-2
La dose implantée est de 1,1. la
cm
. Elle conduit à une dose
11
2
dans le substrat évaluée à 8.10
cm-
et l'épaisseur du canal est évaluée à
-7
d = O,9~m = 9. la
m (à partir du profil de dopage fourni par le constructeur).

---

78
lsub(mA)
TV COMP 200/15 Vg=Vs=Vsub=OV
2
1
0
12
14
16
18
20
22
24
26
Vds(Volts)
figure IV·9
it
--lJ'l.9
DE?
Vos=50mV
Vs=OV
Vs
80
QV
60
-1 v
-2v
-3v
40
-4v
-SV
-6v
-7v
IR
-SV
20
",
o....",.__-----<:...._.L......o::;._----:;._""'-'------""----"'-----""-----L..I.....-
---"-
----'
-4
-3
-2
o
----
Vgs(V)

---

79
21
-3
On en déduit un dopage brut de 8,9.10
m
qui, compte-tenu du
dopage du substrat, donne :
21
-3
=
5,9.10+
m
Soit une charge implantée QIT par unité de surface
-4
-2
=
8,5.10
c.m
La capacité d'oxyde par unité de surface vaut
-4
-2
C
= 3.10
F.m
(tox
=
3,83)
ox
·r
21
-3
Le dopage
N*
vaut
N* = 2.10
m
S
S
1
J2
Le coeff icient k =c
~qE . N*) est égal 6 k = 0,87
s~
S
ox
Le potentiel de diffusion de la jonction canal-substrat vaut
kT
=
0,65 V
q
La forte
inversion dans le canal est définie par
= 2 kT L
= O,66V
q
n
n.~
De la courbe correspondant 6 V
= 0
on déduit au changement de
SS
de pente VFS'
V
#
- 0,8 V
(V
= 50 mV)
FS
D
V
#
- 4 V
T
Le régime d'enrichissement complet a une pente
pour V
= 0
SS
Cette pente vaut
~ C
V
Ils L
ox
D
2
On en dédu it Il
= 812 cm Iv.s.
s

---

80
le régime d'appauvrissement conduit à une pente
61D
-5
- - = 1,48.10
S
(V
= 0)
6V
BS
GS
Cette pente vaut ~B ~ ë VD
5
2
d' où
~B ë = 1,85 10- AV-
A l'intersection des 2 régimes
(V
= V
) le courant drain
GS
FB
vaut
ID = 47,4 ~A
Son expression est
On en déduit:
-2
2
2
(928 cm Ivs) . •
~B
= 9,28 10
m /Vs
et C
= 2 10-4 Fm-2
Q
la
t.t'
IT
quan ~ e ---=- vaut donc
4, 25V.
C
le courant résiduel
correspond à une épaisseur de canal déplétée
dl donnée par l'équation
(11.33).
-7
Soit
dl #
6.10
m
(0,6~m)
7
Il reste donc une épaisseur de 3. 10- m de canal conducteur au
moment de la création de la zone inversée de type p à l'interface oxyde-canal.
le courant résiduel peut s'écrire
z
= q NI lJ..tir
IR = 20wA
on en déduit
d - dl = 0,29wm, en bon accord avec la
détermination précédente.
On peut calculer la tension de grille VpL créant l'inversion
(cf équation II.32).
On obtient VpL = - 2,67V en bon accord avec la détermination expé-

---

81
La tension de s~uil s'écrit
(cf eq. II.47) en fonction de VBS
v
=
p
Soit ici
v
=
S,OS + 1,3
(V
V
)J2
p
BI -
BS
J2
L'évolution de V en fonction de
(V
- V ) est reportée sur la
p
BI
BS
figure (IV-11). Les valeurs calculées sont comparées aux valeurs expérimentales
déduites de la figure (IV-10). Elles montrent un accord très satisfaisant
et
confirment la validité du modèle.
Etude de la conduction dans le mode d'enrichissement
Nous avons cherché à préciser dans ce régime l'évolution de la
mobilité de surface w en fonction de la tension de grille appliquée.
s
A faible tension de drain l'équation du courant s'écrit
Le premier terme représente la conduction en volume du canal, le
second la conduction en surface créée par l'accumulation qui se produit pour
Vés > 0
c'est-à-dire
V
> V
GS
FB
A V
= 0 la conductance à l'origine des ~aractéristiques s'écrit
BS
L'évolution de cette conductance en fonction de V
- V
est repor-
GS
FB
tée sur la figure (IV-12).
Nous en déduisons la valeur de
-3
égale à 0,95.10
S
en parfait accord avec la valeur calculée à partir des paramètres
-3
(0,948.10
S).

---

III
-1 J
1
-2"
DEP
-3
III
mésuré
-4
•
calculé
-5
j
,
-6
l
'
l
'
1
0 1 2
3
(VBI-VBS) 1/2
figure IV-Il
L!Rc(mS)
3l
DEP
VD=50rnV
1
oJ
'
l
'
l
'
1
•
l
'
1
0 1 2
3
4
5
VGS-VFB (V)
figure IV-12

---

83
La pente de la droite obtenue aux faibles valeurs de V
permet de
G
2
déterminer la valeur de ]1 (0) i soit ]1 (cr)' = 0/0843 m Iv. s en bon accord avec
s
s
la
valeur proposée (0/0812).
On supposera que la mobilité de surface ]1s varie avec VGS suivant
la relation
fl
=--------
s
La valeur de e est obtenue de la façon suivante
z
X
2
On pose: flS
{ QIT -
(2qs . N*
V ) }
V =
"[
s~
S
SI
D
ID0
Z
Alors
l
- ID = fls(Vê)
C
Vès V
D
L
ox
D
0
1 + e (V
- V
GS
)
FS
et
f Cox (VGS - VFS) ]1so
On a alors
e
=
+
Z
C
jJ
C
ox
L
so
ox
en fonction de (V -V
)-l sont reportées
G FS
sur la figure (IV-13).
La valeur de e ainsi obtenue est de
Il faut cependant remarquer que la pente de la droite ainsi obtenue
conduit à une valeur de fl
légèrement supérieure à celle précédemment obtenue
2
sO
(]1
# 900 cm Iv.s)
s
soit une précision sur la détermination de]1s
de l'ordre
o
de 90 %.
Les caractéristiques du transistor ont été calculées à partir des
équations du chapitre II (cf tableau II.1) avec les paramètres suivants:

---

fI-AI ;l.ln~!J
lllA-SDA/1
S'1
0'1
s'O
0'0
I----------L...---""""'--------J-------""""'--------I-O
0001
OOOZ
OOOf
(u)
AWOS=SUA
d3:U
L..--
.:..--
....J. 0001'
Om-<IIJ°'

---

85
V
= -0,8 V
FS
-4
2
QIT
=
8,5.10
clm
21
-3
NI
=
5,9.10
m
21
-3
N
=
3. 10
m
S
2
0
C
3.10-4 F/m
=
(d
= 1115 A)
ox
ox
C
=
2.10-4 F/m 2
V
=
0,65 V
SI
a,
2
0928
Ils
=
m Iv.s.
2
0,0850
Ils
=
m Iv.s.
e
=
0,055 v- 1
Les résultats obtenus sont comparés aux valeurs expérimentales.
Sur la figure (IV-14) est donnée une caractéristique obtenue pour
Vs = 2, 3V i Vs = V = a correspondant à V
- - 2,3 V i V
= - 2,3 V soit à
G
GS
SS
un régime de déplétion.
Les résultats obtenus en régime d'enrichissement sont reportés sur
la figure (IV.15) pour différentes valeurs de V
.
GS
L'erreur obtenue sur l'ensemble du réseau reste inférieure à la %.
IV.4.2. CPS DU TR.A1'JSISTOR "TV"
En suivant le même processus que dans le paragraphe précédent,
nous avons obtenu pour ce transistor les paramètres suivants résumés sur le
tableau IV. 3.

---

86
los(j.JA)
---..
U'I
Q
1 :
"'CD
:T)(
0
m
....
CD'1)
Q
""C
ca"
CD,
.0 _.
e
-"~
~
e 3
et> CD
<:
~
...
1
....
cu
CP
~
•
•
~~
Il
Il
N
•
~~"Q<
•
•
•
•

---

87
DEP
VG=Vs=Vs =OV
A
A
1
~
~t12 DEP
VS=VS=OV
VG
Cl
....
....
....
6v
....
....
....
8
4v
2v
1V
12
~
VDS(V)
AAI
........
Cl Cl
expérimentale

---

88
:---------:----------------------------------------------------:
21
-3
N
::
3. 10
m
S
-7
d
::
1,115.10
m
+'
ox
C
0
U
'.-l
...
L
::
12,4 Ilm
..0
0
l+-
Z
::
198 Ilm
VI
v
12
-2
'v
Dose implantée
::
2,1.10
cm
c
c:
0
-0
12
-2
Dose effective
::
1,65. 10
cm
d
::
1,2 Ilm
:---------:----------------------------------------------------:
NI
::
1022 m- 3
-3
2
Qn
::
1,92.10
C/m
C
::
3.10-4 Fm- 2
"
~
ox
VI
'v
c
21
-3
'.-l
N*
::
2,3. 10
m
E
S
...V+''V
V
=
0,66 V
-0
SI
VI
V
...
V
::
-1,5 V
+'
FS
-v
Ô
...
VT = -9 V (V
= 0)
0
SS
Q.
2
Ils
=
0,0750 m Iv.s
2
Ils
=
0,080 m Iv.s
-4
-2
C
::
2,24.10
Fm
•
e
e
.
.
.
TABLEAU IV.3
En fonction de ces paramètres l'évolution de la tension de blo-
cage du transistor en fonction de V
a été calculée. Les résultats obtenus
SS
sont reportés sur la figure (IV-16) et comparés aux valeurs obtenues expéri-
mentalement en extrapolant les caractéristiques de transfert (pour V
=
DS
50 mV).

---

89
Vp (V)
-s - r - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ,
TV
iii
mésuré
•
calculé
VFB-QIT/ë
-Il +---.....------r------r-----r--------~--...._-___i
o
1
2
3
4
(VBI-VBS) 1/2
figure IV-16

---

90
On obtient pour l'équation de Vp
V
=
-10,1+1,3
(V
- V )1
p
SI
SS
L'étude de la conduction en surface (cf figure IV-17) permet de
confirmer la valeur de ~S déduite à V
- V
= 0 de la valeur correspondante
GS
FS
de ID = _1
'Tc)
Rc
La pente de la droite obtenue donne une mobilité de surface ~ (0)
s
2
égale à 0,071 m /v.s. en bon accord avec la valeur déduite de la caractéris-
tique de transfert pour V
< V
< 0
à
V
= 50 mV
(0,075).
FS
GS
DS
V
L'étude de
D
en fonction de
1
(cf figure IV.18)
ID - ID
V
- V
GS
FS
0
2
donne une mobilité de surface de 0,078 m .V.S. et une valeur de e égale à
-1
0,045 V
.
Ici aussi les différentes déterminations de ~s conduisent à une
précision de l'ordre de 10 %.
A partir des paramètres précédents (cf tableau IV.3) nous avons
calculé les caractéristiques du transistor compte-tenu des équations du cha-
pitre II.
Pour V
= Vs = Vs = 0 nous avons reporté les résultats obtenus
G
sur la figure (IV-19) et ce pour les géométries 200/15 et 200/60. Ces valeurs
calculées ont été comparées aux valeurs mesurées. On constate un bon accord
pour le transistor de longueur de canal égale à 60~m alors que pour la lon-
gueur de 15~m on a une sur-évaluation du courant drain. Ces résultats suggè-
rent un effet du champ électrique longitudinal sur la mobilité des porteurs.
Nous avons fait l'hypothèse que la mobilité des électrons suivait la loi de
variation proposée par Jacoboni [3J en :
~(E)
=
lIn
avec ~O E
= Vs
(vitesse de saturation)
c

---

91
5 . . . . . . - - - - - - - - - - - - - - - - - ,
l!Rc(mS)
TV
VDS=50rnV
iii
a
4
3
2 .!--........----r-----.------r-----..---.----.-----~8
o
2 4 6
figure IV-17
VGS-VFB (V)
3000
TV
VDS=50rnV
...-..
C
--e 2000
a
~
~
1
~
2S
;;>-
1000
°+------.---r---.....-----,----r---r---_---1
0,0
0,2
0,4
0,6
0,8

---

los (mA)110 r
VG = Vs = Vs =OV
81-
TV
,,/
200/15
Â
Â
Â
Â
Â
Â
6'
Â
1
N
en
4
2L 1
- - • • •
200160
o
2
~ ~ texpérimentale
théorique
figurelV-19

---

93
Une étude de sensibilité du courant drain par rapport aux mobilités
de volume et de surface a montré que les sur-évaluations du courant drain
étaient essentiellement contrôlées par la mobilité de volume.
Nous avons choisi de faire varier WB en prenant
2
=
0,08 m IV. s
WB o
5
1
V
(vitesse de saturation)
10
m.s-
s
6
1
ce qui conduit à
E
= 1,25.10 V.m-
c
Le produit E L (pour L = 12,4Wm) vaut
15,5V.
c
En prenant pour E la valeur moyenne du champ électrique dans le
canal VD, la mobilité de volume prend la forme :
L
WB o
118
=
1
=
{1 + (E .. L~ {YJ
{1 +
E L
c
La valeur de ~
= 1,2 correspond aux électrons dans du silicium
massif de type n [4J.
Les résultats obtenus pour le transistor T.V. 200/15 pour diffé-
rentes valeurs de V
sont reportés sur la figure (IV-20). Il faut noter que
GS
pour le transistor de géométrie 200/60 les caractéristiques ne sont pratique-
ment pas affectées par cette loi de mobilité car le produit E .L vaut:
c
E .L
=
71,75 V
c
Toujours pour le transistor 200/15 nous avons simulé une caracté-
ristique en régime d'appauvrissement correspondant à V
= -3V et V
= -3V.
GS
BS
Les résultats sont reportés sur la figure (IV-21).
Remarque:
L'introduction de la loi de variation de la mobilité de volume
dans la simulation des caractéristiques du transistor DEP permet de diminuer
l'imprécision par rapport aux valeurs expérimentales. Toutefois les résultats
initialement obtenus permettent de rendre compte du courant drain avec une
précision de l'ordre de 10 % compatible avec la détermination de certains para-
mètres de conduction. Aussi nous n'avons pas présenté les résultats obtenus.

---

94
IDs(mA)
---.
N
Q
• ~o • 0
1 • ~O • 0
-t
,...
(1)
<
;:r
><
(1)-
"C
0
(1)-
..,
_.
~
zr
t:
3
~
(1)
(1)
:J
Il
,...
Q)
~
Ci"
"Q
~
<
te
t:
• ~
..,
(1)
;::
• ~
1
N
• ~
Q
• ~
•
0
N
<
<
~~
_
' - - - - - - - - - - - - -
...J

---

95
N
t>
[>
t>
t>
t>
t>
t>
- CD
:;j
~~
CD'
><
...
0
'0
\\1
Il
., CD'
.,
Coll)
.5" _.
~
N
c:
3
< Il
CD
CD
Q
;:,
-
<
Q)
-CD
]<-

---

96
IV.4.3. CAS DU TRANSISTOR TV~OMP
L'ensemble des paramètres pris en compte pour calculer les carac-
téristiques de ce transistor est le suivant: (cf tableau IV.4).
--------------------------------------------------------------------------_.
.
.
.
=
-7
d
=
1,050.10
m
+'
ox
C
a
u
."
L
=
12,4 ).lm
1.0
..Q
a
l+-
Z
=
198 ).lm
111
<Il
'<Il
Doses implantées
2, 1 10 12 de P. et 5. 10 11 de B
C
C
o
o
12
2
Doses effectives
1,65 10
et 4.10 11 cm-
d
=
l, 1 ).lm
:---------:---------------------------~~-------------- ---------------------:
NI
=
8.1021 m- 3
-3
. 2
QIT
=
1,4.10
Clm
-4
-2
C
=
3,23.10
m
ox
111
'<Il
c
21
-3
N*
."
=
2,19.10
m
E
B
1.0
Q)
+'
'Q)
V
=
0,657 V
IJ
BI
111
<Il
1.0
V
=
- 7,4 V
+'
T
,Q)
E
a
2
1.0
0,0775
).ls
=
m Iv.s
a
Cl.
2
0,0630
\\-lB
=
m Iv. s
ë
-4
2
=
1,6.10
F.m-
e
=
0,032
V-1
"---------------------------------------------------------------------------
.
.
.
TAB LEAU IV.4

---

97
La variation de la mobilité de volume en fonction du champ élec-
trique est de la forme :
=
6
-1
avec E
= 1,58.10
v.m
qui conduit à une tension E
c
c ' L= 19,7V
Les résultats de la simulation pour différentes valeurs de VGS
sont reportés sur la figure (IV-22).
Il faut noter que dans le régime d'appauvrissement la simulation
des courants de très faible niveau (ID < 1mA) n'a pas apporté de résultats
satisfaisants. Ceci semble lié à la nature de ce type de transistor et en
particulier à la double implantation. Dans ce cas il semble difficile de pou-
voir représenter le canal implanté par une zone de dopage uniforme.
La défi-
nition du canal par deux régions distinctes de dopage différent pourrait être
plus appropriée.

---

98
• ·00
1 • • 0 [J
---
-t
~
,..,
<
N
Il
~
(')
':f'
)(
~.
0s: ~
0
"C
..,
~.
•
.a-
..,
."
Il
=
c
3
• •
<
~
~
::::J
,...
•
0
Q)
•
Ci"
en
• •
0
[J
....
--
• •
0
[J
ce
c
..,
• •
[J
~
<:1
• •
0
N
...
N
=
•
0
1
N
CI
N
= ~
<
<
<
<
~
-<
-

---

99
REFERENCES BIBLIOGRAPHIQUES CHAPITRE IV
=======================================
ème
[lJ
M. CARQUET, Thèse de 3
Cycle, Montpellier (1985).
[2J
D. RIGAUD, A. TOUBOUL, D. SODINI, J.C. UJPEZ, G. LECOY,
Revue de Physique Appliquée, Vol. 15, pp 937-940, (1980).
[3J
C. JACOBONI, C. CANALI et al,
S.S.~., 20, 77 (1977).
[4J
D. SODINI, Thèse d'Etat, Montpellier (1979).

---

100
CHAPITRE V
MESURE DU BRUIT DE FOND
=======================
DANS LES TRANSISTORS M.O.S. A CANAL IMPLANTE
============================================
."
Dans ce chapitre, après avoir indiqué brièvement la constitution
du banc de mesure de bruit, nous présenterons les résultats obtenus sur les
transistors en technologie 2,5~m. L'expérimentation a été faite en fonction
du type d'implantation, du mode de conduction et de la polarisation du subs-
trat.
V.l. DISPOSITIF EXPERIMENTAL DE MESURE
Il est représenté sur la figure (V-1) et comprend, outre le sys-
tème de polarisation du transistor à étudier, une tête d'amplification faible
bruit, un analyseur de spectre par transformée de Fourier rapide, un calcula-
teur ou un contrôleur et une table traçante pour la sortie des résultats.
Les analyseurs utilisés sont de Hewlett-Packard (type HP
utilisés conjointement avec les calculateurs HP ~25A ou HP 9816. Pour les
fréquences supérieures à 30 kHz un système de "Tektronix comprenant un tiroir

---

101
7D20
d'échantillonnage, un contrôleur 4041 et un terminal 4105 est utilisé.
La table traçante HP 7470A est alors remplacée par une recopie d'écran tek-
tronix 4696.
Le circuit d'alimentation du transistor est tel que l'on peut
polariser de façon indépendante les quatre électrodes du dispositif (source,
grille, drain et substrat). Ces circuits de polarisation sont parfaitement
découplés à toutes les fréquences d'analyse de telle sorte que le transistor
est assimilé à un dipôle représentant son canal chargé par une résistance RD
égale à 1800Q. Cette résistance est bobinée, métallique pour s'affranchir d'un
éventuel bruit en 1/f inhérent aux résistances classiques lorsqu'elles sont
polar isées.
Le schéma équivalent en bruit peut se mettre alors sous la forme
indiquée figure V-2.
S.(f) représente la densité spectrale de courant de bruit associé
1
au canal du transistor de résistance Rc ; 4kT/R représente la densité spec-
d
trale de courant de bruit thermique de la résistance RD'
S
(f) rend c011pte du bruit propre de l'anplificateur dont on a
vA
négligé le générateur de courant de bruit.
La tension de bruit en sortie de l'amplificateur est telle que:
2
T
RD
RC 2
Sv (f) = AI
{S
(f) + (S. ( f) + 4k - ) (R
+ R ) }
(V. 1)
1
s
v A
1
RD
C
D
S
(f)
v s
4kT
soit
(V.2)
RD
Dans la région ohmique des caractéristiques si
RD»
RC
S
(f)
v
1
4kT
S. (f) =
{
s
(V.3)
1
R2
2
RD
C
IAI

---

102
V
RI
C
1---1
RD
D
HP
uu
ALCULATEU
V
~ RjJt r}1
TEKTRONIX
7
C l
TABLE
cr
TRAÇANTE
v
figure V-l
"">-_ _svs
Si (f)
Re
figure V-2

---

103
et dans la région saturée des caractéristiques ~ «
RC
S
(f)
v
1
s
4kT
S. (f) = R2 {
- S
(f)}
(V.4)
.1
vA
-
RD
D
V.2. RESULTATS EXPERIMENTAUX CONCERNANT LA MESURE DU BRUIT DU CANAL DES
TRANSISTORS EN TECHNOLOGIE 2,51JM
V.2.lo ETUDE A Ve = Vs = V = OV
B
Le bruit du canal a été mesuré en fonction de la fréquence pour
différentes polarisationsrde drain.
L'évolution typique de ces spectres est reportée sur la figure
(V-3) pour un transistor Il TV-CCMP Il •
Pour les faibles polarisations de drain les spectres observés pré-
sentent une composante de bruit en t suivie d'un palier que l'on identifie
avec le bruit thermique du canal.
L'évolution du bruit en l/f en fonction de la polarisation est
reportée sur la figure (V-4) pour les trois types de transistor. On note une
variation quadratique de la densité spectrale de courant de bruit.
Lorsque la polarisation de drain augmente, il apparait une compo-
sante supplémentaire de génération-recombinaison fortement liée à la tension
VDS '
Ce bruit de génération recombinaison a déjà été observé sur ce
genre de transistor [lJ[2J et est généralement associé à la nature implantée
du canal du transistor.
La forme des spectres obtenue à V
= 10V et V = 13V a été analysée
D
D
en les décomposant en une somme de spectres élementaires de génération recombi-
naison et d'un spectre en l/f [3J. Les résultats sont reportés sur les figures
(V.5.a et V.5.b). On peut ainsi mettre en évidence plusieurs niveaux de géné-
ration-recombinaison liés à une distribution discrète de niveaux pièges prépon-

---

104
-18
10
'.,
TV COMP
t
,
"
"- , ,'\\".~..,
,,,
":-.,,-,
,
. ",.
,
. ,
,
-20
,.
,,
10
, :-..
,
.
"
,
, "
,,
"- "
'. f- 2
,,,,,,,,
,
,
Vo=24V
-----
........ .......
~ ........ ',
V
18V
......" _.
0=
-22
10
"
~
<
Vo:0,3V
BRUIT THERMIOUE
figure
V-3
- 19
10
- : r - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - . . . . ,
Vg=Vs=Vb=OV
f=300Hz
- 2 0
10
- 21
10
I!I
DEP
·22
10
• TV COMP
x
TV
·23
10
Vds(volts)

---

105
TV
COMP
Vg =Vs =V8 =0 V
-20
Vos= 10 V
10
2
6
10
1
10
F (HZ) --.
figure V- Sa
TV COMP
V9 =Vs =VB = 0 V
..-
---(/)
-- -
~
- - - - - - - -.- -
, --
- - - - - - --
"-
- - - - - - - -"- - - ,....
'.
' -......
\\
'" ,
,,\\
,
- - - - - - - -- - - - - - - -- - - -' '"~- --'--
.
,
\\
.... '"
'.\\
\\
'"
'\\..
\\
10-2 3~
-..I-_ _...l--.J..-_--J.---J_ _- ' -
l..-\\.I..~_ _~
2
4
6
1
10
10
10

---

106
dérants vis-à-vis d'un éventuel continuum de pièges pouvant être à l'origine
du bruit en l/f observé.
Nous avons cherché à préciserile niveau de bruit de génération-
recombinaison en fonction de la polarisation de drain.
Sur la figure (V-6) nous donnons à f = 1000 Hz l'évolution de la
densité spectrale de CCAJ rant de bruit en f onction de V
pour les trois types
DS
de transistors (V
= Vs = V = aV).
G
B
On observe un maximum de bruit très prononcé entre 9 et 12 Volts,
suivi d'une seconde augmentation du bruit aux très fortes polarisations de
drain.
Les résultats de la figure (V-6) ont été reportés figure (V-7)
en normant la densité spectrale de CCAJrant de bruit au carré du courant drain.
Sur cette figure nous avons également fait figurer le bruit du canal du tran-
sistor fonctionnant en enrichissement (cf figure IV-5, caractéristique TS) [4J.
On montre ainsi clairement que ce transistor, dont le canal est créé par inver-
sion du substrat, ne présente pas de "pic" de bruit dans la région saturée de
sa caractéristique et que le phénomène observé pCAJr les trois autres transis-
tors est bten lié à l'implantation.
PCAJr les faibles polarisations de drain le niveau constant observé
2
traduit une évolution de la densité spectrale en ID
Aux fortes polarisations de drain, la remontée du bruit correspond
à un accroissement du courant drain sur les caractéristiques I(V) et à l'appa-
rition d'un CCAJrant dans le substrat (cf chapitre IV).
NCAJS avons procédé à une mesure directe du bruit associé à ce
CCAJrant substrat. Les résultats obtenus sont reportés sur la figure (V-8). Ils
montrent que la composante de bruit intervenant est du bruit de grenaille. (Les
spectres obtenus sont indépendants de la fréquence).
Ce résultat permet de penser qu'à forte polarisation de drain on
a un phénomène de multiplication dans le canal au voisinage du drain. Les por-
teurs majoritaires créés participent à la conduction dans le canal et sont res-
ponsables de l'augmentation de ID' Les minoritaires sont pris en charge par le

---

107
-19
- - ,
10
""T
Vg=Vs=Vb=OV
f=1000 Hz
~ TVCOMP
TV
DEP
- 2 0
10
102 "f--------..--...,....--..---.---.-"""T'"......-'T"""T""':"1-----.----.---.-----.-"""T'"--.-......-.,...., 2
100
10
10
Vds(Volts)
figure V-6
J.
f=10àoHZ
1
T5
(d)
.:l.
.:l.
<::.
ê.
.,.6. Q
\\
-
1 .
-<Jl
;' ~
1
~
/
~\\.
/
1-\\
.
/
~
-".'!JaL_ .../
\\
-15
10
\\
\\
TV COMP( C)
•
!~ \\
n'\\A
1 1
(3, b, c)
; i •
i
.
.
\\
, .
( d)
Vg = 4 V
f
\\\\
1
"'!'
1
1
\\
TV (b)
1
\\
...
l'
-16
r
0_0_. _ . ......L._.~."-' ....... JI.
\\
10
\\
\\...\\
.~
.,.
.,.
.
vi.

---

108
·3
10
,-..
TV COMP
Vg=Vs=Vb=OV
<
' - '
0'"
N
·4
(23,2V)
-C- IO
' - '
r:fJ.
Il
0'"
Col
- ·510
. (l7V)
(l6V)
(15V)
·6
10
1O· 7~_..,.....--r~ ........"'!"'T'"""'-:.6;:-..,.....-..-~.........,....,"T""".5:--..,.....--r~........"'!"'T'"1"T""".4~..,.....--r.....,... ............,...,...,., . 3
1 O· 7
1 0
l 0
l 0
l 0
figure V-8

---

109
champ électrique de la jonction canal substrat poor créer le courant IS' Le
bruit de grenaille étant pur il semble que ce champ ne soit pas suffisant pour
que les trous puissent à leur tour créer un phénomène de multiplication.
V.2.2. ETUDE DU BRUIT LORS DE LA CONDUCTION EN VOLUME
Le bruit de fond associé au canal du transistor a été mesuré lorsque
la conduction intéresse essentiellement le volume de la zone implantée consti-
tuant le canal.
Pour celé nous avons procédé soit en polarisant négativement le
substrat par rapport à la source, ce qui a poor effet de dépléter l'interface
canal substrat soit en polarisant positivement la source, la grille et le subs-
trat étant à la masse. On a alors V
< 0
et
VSS < 0
ce qui a pour effet de
GS
dép léter simultanément les deux interfaces.
V.2.2.a Influence de la polarisation Vs du substrat
Pour le transistor de type TV~OMP nous avons reporté sur la
figure (V-9) la variation du courant drain en fonction de V
poor les valeurs
DS
de Vs égales à 0, -5 et-10V ; la grille et la source étant à la masse.
Les variations de la densité spectrale du courant de bruit en fonc-
tion de V
poor f = 1kHz sont reportées sur la figure (V-10). Cette densité
DS
spectrale a été normée au carré du coorant drain pour poovoir comparer en fonc-
tion de V
les différents
points de polarisation du substrat.
DS
On note dans tous l~s cas la présence du maximum de bruit déjà
signalé poor une polarisation de drain voisine de 10V et la remontée du bruit
2
lors de l'apparition du coorant substrat. Le niveau de bruit Si(f)/I
est
D
d'autant plus important que la conduction a lieu en volume.
En faible polarisation de drain (V
< 10V) les plateaux observés
D
2
indiquent une croissance de Si(f) proportionnelle à I
.
D
V.2.2.b Influence de la polarisation de source
L'effet de la polarisation de la source sur le bruit du canal est
nécessaire compte-tenu de la structure des amplificateurs de sortie (cf chapi-
tre 1) dont le bruit sera étudié au chapitre VI.

---

110
, -
~
~
c
4 . . , . . . . - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ,
"'0
~
TV COMP 200/15 V g=Vs=OV
Vsub=OV
3
-
Vsub=-5V
....
Vsub=-lOV
2
1
o-tl-------.----.---------r----.,------------r------j
o
10
20
30
Vds(Volts)
figure IV· 9
-14.....
-»-
_
10
"0
--
TV COMP Vg=Vs=OV
C'
--
.-
f=1000 Hz
rJJ
- 15
10
....
Vb=OV
-+-
Vb=-5V
---
Vb=-10V
101 "t------.,.----,,.....-~--.-....,.......,.......,,...............__----r--____._-......._...,........,..... ........~
1
10
100
Vds(Volts)

---

111
Le canal est déplété au niveau des deux interfaces car si
on a
V
=
GS
VSS = - VS'
Toujours pour le même transistor nous avons alors reporté sur la
figure (V-ll-a) les caractéristiques 1
= f(V
) pour Vs = 2
0
i 2
OS
/ 3 i 2 / 8 i 3V.
Sur la figure (V-ll-b) nous avons reporté l'évolution du courant substrat en
fonction de VOS pour Vs = Oi 2/ 3 et 3V.
On constate que le courant substrat diminue à VOS = cte lorsque
Vs croit. Ceci peut s'expliquer dans le cadre de l'hypothèse d'un effet de
multiplication dans le canal par le fait que lorsque Vs augmente le nombre de
porteurs incidents est moins important
le canal conducteur étant de plus en
l
plus réduit.
Au niveau des caractéristiques ID.V
on constate un épaulement des
O
caractéristiques au voisinage de VOS = lSV semblable à celui observé sur des
transistors MOS sur isolant (SOSMOS) et lié à une auto-polarisation du
substrat responsable de l'effet "kink" [2J.
L'évolution de la densité spectrale Si(f) en fonction de VOS est
reportée sur les figures (V-12-a / b / c / d) pour les différentes tensions de source
[4 J.
Pour f = 300 Hz on peut noter qu'au fur et à mesure que Vs croit
il est possible de mettre en évidence deux maxima de bruit liésà la conduction
en volume du transistor (cf figure V-13).
Oes mesures semblables ont été effectuées sur les autres types de
transistors. Pour les transistors de type "TV" par exemple
les résultats obte-
l
nus sont indiqués sur la figure (V-14) et canparés au transistor "TV-cOvlP" 1 un
seul maximum de bruit a alors été mis en évidence.
On peut penser que ces maxima de bruit
mis en évidence lorsque la
l
conduction intéresse uniquement le volume du canal
sont liés à la nature implan-
l
tée de ce canal. Chaque type d'implantation crée des défauts auxquels sont asso-
ciés des niveaux pièges particuliers prépondérants dans la bande interdite [SJ.
Ainsi à une implantation simple canme "TV" ou "DEP" correspondrait un seul maxi-
mum alors que pour l'implantation double "TV-cCMP" deux maxima de bruit y seraient
associés.

---

112
,-.,
1,5
~
TV COMP Vg=Vb=ûV
5
' - '
"'0
t:l
-
t:l
t:l
X
1,0
t'I
X
t:l
t:l
t:l
X
t:l
t:l
X
t:l
t:l
t:l
•
t'I
t:l
I::l
X
III
t:l
I::l
X
• +
t:l
III
X
III
t:l
X
X
t:l
x
• +
x
X
• +
x x
• +
0,5
x x x x x
• +
t:l
X
x x
•
x
•
+
III
Vs=2V
•
+
•
+
x
•
+
• Vs=2,8V
•
+
t:l
x
• • •
+
x
Vs=2,3V
• • • • • • • •
+
~. + + + + + + + + + + +
+
Vs=3V
t+
0,0
0
10
20
30
Vds(Volts)
figure V-lla
TV COMP Vg=Vb=ûV
100
80
60
40
20
Vs=ûV
- Vs=2,3V
Vs=3V
O+---e-----.."...II~~=F~::::::::::=__._--____,_-......L...._,...:.=::..:..-__Lj
10
15
20
,
.. -
:l
Vds(Volts)
figure V-lIb

---

113
- 1 9
10
- : r - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - .
TV COMP Vg=Vb=OV
Vs=2V
- 2 0
10
-0-
100 Hz
-Mo-
300 Hz
- 1000 Hz
27
10
1
10
100
Vds(Volts)
figure V-12a
- 2 0
10
N
TV COMP
Vg=Vb=OV
:I:
;:;-
Vs=2,3V
<
c
-0-
300 Hz
--
.-
-+-
1000 Hz
00
- 21
10
10
100
Vds(Volts)

---

114
'19~
N
10
--====::l
----_.-~-~-- ==
TV COMP Vg=Vs=OV
......."
~
30Hz
~
Vs=2,8V
- .
300Hz
C
'-"
-
1000Hz
.-
·20
10
·21
10
10 2 ~'l--~----.,L..,""""'"""T""",...-r-,~o:::::..---,.-.....--.....--.,.....,.....,....,.....1'0Il---.--...--.....--..........""T""'T"~I02
1 O' 1
1 0
Vds(Volts)
figure V-12e
4
~ 1
TV COMP 200/15
N~
Vg=Vs=OV
(j)-
Vs =3 V
/
/
/
/
..........'
. /
, /
-22
10

---

115
-19
10
TV COMP
VG=Vs=OV
f=300Hz
Î
---.
N
J:
-~---......
r\\
-
l '\\
,
l
'
.
\\
l
'
Vs =0 V
\\
,
/
'
:
.
1'\\ \\ J
/ ./',,\\,:
.
/1
':
/ . ,
\\
/
/'
- '
.1
• 1
1
/
/,
: 1
/
/1
/:
;1
1
,,,.II
.....
..-
.
...-"-
/
...-
... ,.;
./
-21
10
Vs =2,3 V....... _' .......
Vs =2,8 V-'
Vs =3 V
1
10
figure
V-13

---

116
Vs = 3 V
~t
~
ct
~.
f =300 H Z
--~
TT
. .
-
1
..........
TV
1
-20
10
...
Â
TV COMP
r
/
/
-22
10
1
10
figure V-14

---

117
Il faut remarquer que lors de l'étude du bruit de fond associé au
canal de transistor SOS MO S, i l avait été mis en évidence un maximum de bruit
aux tensions de drain où se produisait l'effet "kink" [6 J. Cependant les spec-
tres en fréquence alors observés présentaient uniquement du bruit en l/f super-
posé à la
composante de bruit thermique. Ici la mise en évidence de spectres
de génération-recombinaison très marqués (cf figure V-15 )
laisse
penser que
les maxima observés sont bien liés aux défauts créés par l'implantation même
si on ne peut exclure à priori complètement tous les phénomènes associés à cet
effet "kink".
V.2.3. ETUDE DU BRUIT LORS DE LA CONDUCTION EN SURFACE
L'étude a été réalisée la source et le substrat à la masse, en
polarisant positivement la grille.
Pour le transistor de. type ITV-cOv1P" à V
= + 12V nous avons reporté
GS
sur la figure (V-16) l'évolution de la densité spectrale de courant de bruit en
fonction de la fréquence pour différentes polarisations de drain.
-1
Les spectres obtenus suivent une loi en f
. Pour les faibles pola-
risations de drain (V
= O,5V) le niveau de bruit blanc correspond au bruit
DS
thermique du canal.
L'évolution du niveau de bruit basse fréquence (f = 300H z) en f onc-
tion de V
est reportée sur la figure (V-17) pour trois tensions de grille po-
DS
sitives (V
= 2,6 et 12V). Pour V
= + 12V nous n'avons pas dépassé la tension
GS
GS
VDS de 13V au-delà de laquelle il a été noté des instabilités du point de fonc-
tionnement du transistor.
On note que dans la partie ohmique des caractéristiques le bruit
est proportionnel au carré du courant drain. Néanmoins le niveau diminue au fur
et à mesure qu 'on favorise la conduction en surface [7J.
Nous avons indiqué au chapitre III (cf équation 111.57) que le den-
sité spectrale du courant de bruit due à la composante en l/f pouvait s'écrire:
Ct
S.(f)
=
l 2
~
l/f
D
f Neq

---

118
·19
10
. , . . . . . . - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - .
TV COMP Vg=Vb=OV Vs=3V
Vds=10V
·20
10
- 21
10
·22
10
-23
10
10 2
1
2
3
4
5
6
7
100
1 ()
1 (J
1 ()
1 ()
1 ()
1 ()
1 ()
f(Hz)
figure V·15
- 1 7
10
N
::c
TV COMP Vs=Vb=OV Vg=12V
~
<
-18
10
C'
' - '
.-00 ·19
10
·20
10
Vds=13V
- 2 1
Vds=8V
10
Vds=3V
- 2 2
10
Vds=O,5V
102
2
3
4
5
101
1 0
1 ()
10
1 0

---

119
t
TV COMP 200/15
f:300Hz
lÀ
À
1
,À
•
;'
,.",.
lÀ
j
'.,
V
~.--
g =.. 2 V
..........
,
./
Vg
•
•
= 6 V
~
..
/ ....
. /
Vg =12 V
/,
1
.
.i
11/
/
;'
-20
10
/
;'
1
1
/
1
1
1
/
/
1
/
/
1
1
/
l-
/
I
/
/
, 1/
/
/
1
1
/
1
/
/.
/
/
-22
10
1
10
figure V-17

---

120
avec
(cf équation 111.57)
N
=
eq
La diminution du niveau de bruit en l/f est à rapprocher de l'aug-
mentation de N
par l'intermédiaire de N
le nombre total de porteurs de la
eq
S
couche d'accumulation sous l'interface Si-Si0
due à la croissance de V
.
2
GS
La valeur de a a été calculée en prenant pour N
la valeur déduite
eq
des données expérimentales suivant l'équation
R =
=
q
(cf § II 1. 6.2)
La valeur de N
peut donc être obtenue directement à partir des
eq
caractéristiques 1
- VOS
en régime linéaire ou
0
à partir des valeurs des para-
mètres données dans le tableau (IV-4)
Campte-tenu des eolarisations de grille nous avons tenu compte
d
l ,
.
d
B
fls
ox
d l · t·
d
l
ans
express~on
e
= -------
e
a var~a ~on
e fl
avec
e champ transversal.
flB ë
s
On obtient respectivement pour Neq
(1)
N
=
eq
(2)
C Z L
et
N
=
V*
}
eq
q
+ 8 Vès
p
Les valeurs obtenues sont reportées sur le tableau (V-l) pour
VOS = 0,5V et f = 300 Hz.
On note une bonne concordance entre les deux déterminations de N
VGS
eq
La variation de a
en fonction de e. 1 +
v*
- v*
est reportée sur la figure
e
GS
p
V-18.

---

121
·4
---,
10
-r
·5
10
10' 6,+--------.-------r---"""T"""-~-.....,...-........_--r-.......,.___1
1
10
*
*
I3{Ygs/(I+8Vgs)
*
)-Vp
(Volts)
fio V -18
~

---

122
•
e
•
•
*
·
.
.
.
.
2
6
12
_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ e
e
_
·
.
.
.
.
: l
1, 12 mA
1,68 mA
2,3 mA
:
D
:-----------------:-----------------:-----------------:-----------------:
: S. (f)
:
1.
1 2 10-21
,
4,5 10-22
:-----------------:-----------------:-----------------:-----------------:
: N
( 1)
eq
:-----------------:-----------------:-----------------:-----------------:
: N
(2)
eq
_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _
•
0 .
- - - - - - - - - - - _
0
·
.
.
.
.
VGS
·6
- V·
13,3 V
20,8 V
29,3 V
; 1 + e VGS
p
0
----------_ 0_---------------_ 0_----------------0
-----
0
·
.
.
.
.
a
3,8 10-6
1,8 10-6
0
·
.
.
.
.
0
- - - - - - - - - - _
_ - - - - - - - - - - - - - - - _ . _ - - - - - - - - - - - - - - - - . _ - - - - - - - - - - - - - - - _ .
TABLEAU V-1
Les résultats obtenus dans ce chapitre ont montré la prédominance
d'une compasante de bruit de génération-recombinaison dans le canal lorsqu'on
favorise la conduction en volume par une polarisation de grille et/ou de sub-
strat. Cette compasante fait apparaître des maxima de bruit en fonction de la
polarisation de drain.
A l'inverse, lorsqu'on favorise la conduction en surface par accu-
mulation de majoritaires, la composante de bruit en 1/f devient prépondérante.
A forte polarisation de drain la remontée du niveau de bruit tra-
duit un effet de multiplication des porteurs dans le canal.

---

123
REFERENCES BIBLiOGRAPHIQUES CHAPITRE V
======================================
[lJ
Kunio NAKAMURA et al, J. Appl. Physics, vol. 46, nO 7, pp 3189-3193,
(1975).
[2J
H.S. P.ARK, A. DAN DER ZIEL, S.S.E. Vol. 26, nO 8, p. 747-751,
(1983).
[3J
M. VALENZA, A. KOUADIO, D. RIGAUD, 4ème Colloque International
"La qualité des composants électroniques", 25-28 avril 1989, Bordeaux,
France.
[4J
,)
Rapport de contrat THOMSON DES/6162/88/JC/MP (juillet 1988).
[5J
J.R.
TROXELL, S.S.E. Vol. 26, nO 6, p. 539-548,
(1983).
ème
[6J
G. PELLOUX, Thèse 3
Cycle, Montpellier (1978).
[7 J
th
M. VAL ENZ A, A. KOUADIO, D. RIGAUD, G. LECOY, D. HERAULT, 10
Interna-
tional Conference on Noise in Physical Systems, Budapest, août 1989.

---

124
CHAPITRE VI
BRUIT DE FOND ASSOCIE AUX AMPLIFICATEURS DE SORTIE
==================================================
DES DISPOSITIFS A TRANSFERT DE CHARGES
======================================
VI.l. INTRODUCTION
Dans ce chapitre nous présentons les mesures de bruit effectuées
sur des amplificateurs de sortie de D.T.C. [lJ.
Nous donnerons
les résultats obtenus sur des amplificateurs compre-
nant deux étages intégrés sur un même substrat et ceux obtenus pour un amplifi-
cateur réalisé à partir de transistors discrets de même nature que ceux inter-
venant dans l'amplificateur intégré.
VI.2. PRESENTATION DE L'AMPLIFICATEUR ETUDIE
VI.2.1. SCHEMA DE L'AMPLIFICATEUR
Son schéma est représenté sur la figure (VI-1).

---

125
VDR
r - - - - - - - - - - - r - - - VDI)
Tl
(14/7)
T3
(350/7)
Vs
T2
(11/7)
T4
(150/7)
figure VI-l

---

126
Les dimensions électriques des différents transistors sont résumées
sur le tableau (VI-l).
_ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _
0
•
0
.
.
.
.
.
" - - - - - - - - - - - - - -
0
0
0
- - - - .
"
.
. . . . .
W ()lm)
lZ,8
9,8
349
149
:--------------------:----------:----------:----------:----------:
L
()lm)
5,7
5,7
5,7
5,7
"--------------
0
0
---_ 0_---------0
----"
.
. . . . .
iABLEAU VI-l
Le substrat est à la masse. L'épaisseur d'oxyde de grille est de
o
850 A en équivalent SiOZ' Pour une tension d'alimentation Voo de 15V et V =
DR
lZ volts, on obtient en sortie une tension Vs = 10,5V.
VI.Z.Z. CALCUL DU GAIN DE L',t.MPLIFICATEUR
Chaque étage de l'amplificateur comprend un transistor actif (Tl
ou T ) chargé dans sa source par un générateur de courant (T
ou T ). Aux fré-
3
Z
4
quences de l'étude nous avons adopté le schéma équivalent présenté sur la figure
(VI-Z).
A par~ir de ce schéma on évalue le gain en tension du système en
régime dynamique :
R
R
C3
C4
Rq
RcZ
gml gm3
R
+ R
R
V
C3
C4
q + RC2
s
G
=
(VI. l )
V =
v
e
RC3 RC4
R
R
Cl
cZ
{l + gm3 R +R
} {1 + 9
}
C3
c4
ml Rc +R c
l
Z
avec gml
transconductance du transistor Tl
gmZ
transconductance du transistor TZ
Re·
résistance du canal du transistor T.
~
1

---

127
Vgsl
Vgs3
~"""------r-----"""'.~--
. - - - - - - , - - - - ,
Ve
gm,Vgsl
Re2
g m 3 Vgs3
Re3
Re4 Vs
figure
VI-2

---

128
VI.2.3. CALCUL DU BRUIT DE L'AMPLIFICATEUR
Lors de la mesure du bruit de fond de l'amplificateur, le montage
utilisé peut être symbolisé sur la figure VI-3~a.
Voo est l'alimentation de l'amplificateur, V et ~R fixe l'état
OR
de conduction du transistor de recharge et par conséquent
la charge placée à
l'entrée de l'amplificateur.
Ces trois tensions sont filtrées.
er
Compte-tenu du schéma équivalent au 1
ordre (cf figure VI-2) le
schéma équivalent en bruit du système peut se mettre sous la forme indiquée
figure (VI-3-b).
Rc ·
représente la résistance du canal du transistor T.
~
~
la transconductance de T.~
l
est le générateur de courant du bruit associé au canal du
c.~
2
transistor T. (d .s.
1
)
c.
~
~v
Pour la résistance de sortie R
nous avons admis un bruit purement
s
thermique (1 2
= 4kTIR ).
s
s
v
A l'entrée de l'amplificateur on a un générateur de tension de bruit
de densité spectrale e 2
rendant compte de la charge d'entrée (transistor de
ev
recharge). Dans ces conditions la densité Ispectrale de tension de bruit en sor-
tie de l'amplificateur V2
se met sous la forme:
Sv
R*
eq2
2
V2
2
{I
II + 4kT
= (
)
+
}
s
c
1+ R*
G
3
c4
R
v
s
v
\\,)
eq2 m3
R*
g
R
eq2
m
2
2
3
eql
+
2
(
)
(
)
{I
+ 7
}
1+ R*
g
1+ R*
9
Cl
c 2
eq2 m3
eql m3
v
v
gm
R
gm
R*
eql
2 2"
+ (
l
3
eq2
)
e
(VI. 2)
(1+ R
e
gm ) (1+ R*
gm )
v
eql
l
eq2
3

---

129
l
<-
o
:tl
.,...----0<-
o
JJ
CIl
..
<-
CIl
<-
~
..,
'Jl
0..
~
r"l
=r
a
~
..,
->
=
==
... ~0..~
3
("tI
'Jl
==
..,
~

---

130
Gl
Vgsl
Ve
gm1 Vg s1
Rel
Re2
s
Vgs3
Rc3
Re4
Rs
figure VI-3b

---

131
avec
=
=
(VI. 3)
=
On remarquera que le coefficient de
e~ représente le carré du
'J
gain de l'étage anplificateur complet lorsque celui-ci est fermé en sortie sur
R •
s
VI.3. ETUDE SUR UN N'PLIFICATEUR RECONSTITUE A PMTIR DE TRANSISTORS DISCRETS
Pour valider le modèle adopté pour rendre canpte du gain et du bruit
associés à l'amplificateur de lecture du D.T.C. nous avons étudié un anplifica-
teur réalisé à partir de transistors disponibles sur les circuits de tests. Sa
configuration est celle donnée sur la figure (VI-l) exception faite du transis-
tor de recharge. La géométrie des transistors discrets correspond aux dimensions
indiquées sur la tableau (VI-l).
er
VI.3.1. ETUDE AU 1
ORDRE
Pour une tension d'alimentation V
de l5V il faut appliquer sur
DD
la grille de Tl une tension de 11,5V pour obtenir en sortie une tension Vs =
lO,5V correspondant à la tension mesurée en sortie de l'amplificateur intégré
alimenté sous l5V lorsque, au niveau du transistor de recharge, V
= l2V et
DR
4JR = lOV.
Dans ces conditions les différents points de polarisation des 4
transistors sont tels que :
- le courant dans la première branche (T -T ) est égal à O,45mA
l
2
- le courant dans la seconde branche (T -T ) est égal à 7,37mA
3
4
(courant total consommé: 7,82 mA)
la tension de grille de T
est à 9,95V par rapport à la masse.
3

---

132
On obtient ainsi pour les quatre transistors les points de fonc-
tionnement statique suivants (cf tableau VI-2).
_ _ _ _ _ _ _ _
0
0
0
"
.
.
.
.
.
" - - - - - - - - - - " - - - - - - - " -
0
0
- "
·
.
.
.
.
.
~ ID (mA)
: 0,45
:
0,45
: 7,37
7,37
:
0
0
- - _
0
0
0
0
·
.
.
.
.
.
: V
(V)
: 5,05
:
9,95
: 4,50
: 10,50
:
DS
0
- - - _
0
_ - - - - - - " - - - - - - - " -
0
- "
·
.
.
.
.
.
~ V
(V)
:+ l,55
:
o
: - 0,55
:
0
GS
" - - - -
0
- - - _
- - _
0
- "
0
0
·
.
.
.
.
.
:VSS(V)
:-9,95:
o
~ 10,50
:
0
0
0
- - _
0
- " - - - - - - - "
0
·
.
.
.
.
.
TABLEAU VI-2
C'est dans ces conditions de polarisation (vis-à-vis de V
et
GS
V
) que les spectres de bruit du canal de chaque transistor en fonction de
SS
V
(0 - 15V) seront déterminés.
DS
Pour les polarisations de grille et de substrat indiquées sur le
tableau VI-2 nous donnons sur les figures (VI-4) et (VI-5) les caractéristiques
ID - V
des différents transistors mis en jeu.
DS
Nous avons également déterminé autour des points de polarisation
les valeurs des conductances du canal et des transconductances pour les diffé-
rents transistors. Ces résultats sont résumés sur le tableau (VI-3).
0
0
0
0
- - _
0
.
.
.
.
.
:----------:---------:---------:---------:---------:
: g
(s)
.
m
0
0
0
0
0
0
.
.
.
.
.
.
----------:---------:---------:---------:---------:
TABLEAU VI-3

---

133
-. 0 , 5 - r - - - - - - - - - - - - - - - - - - - -
~
E
"-'
"0
-
0,4
0,3
0,2
-0-
Tl 14/7
.......
T2 11/7
0,1
0,0 ...-------r----~----~------J
o
10
20
Vds(Volts)
figure VI-4
10~-----------------
8
6
4
-0-
T3 350/7
.......
T4150/7
2
O...-----.----------r--------,....----------J
o
10
20
figure VI-S
Vds(Volts)

---

134
A partir de la relation (VI. 1) on peut alors calculer le "gain" de
l' amplif icateur.
On trouve
G
# 0,66
(VI .4)
v
Cette détermination est en bon accord avec celle effectuée à
St Egrève où la valeur retenue est de 0,69.
VI.3.2. ETUDE DU BRUIT DE FOND
VI.3.2.a) Etude du bruit de canal des transistors
Pour chaque transistor le bruit du canal a été mesuré en fonction
de V
pour les tensions V
et V
correspondant aux valeurs trouvées au niveau
DS
GS
BS
de l'amplificateur (cf tableau VI-2).
les résultats obtenus sont reportés sur les figures VI.6,7,8,9
(a) en ce qui concerne la densité spectrale de courant de bruit
2
(b) en ce qui concerne la quantité Si (f) II
.
D
Les courbes données correspondent aux fréquences d'analyse 30, 300
et 1 000 Hz.
VI.3.2.b) Etude du bruit de l'amplificateur reconstitué
Le côblage de l'amplificateur pour les mesures de bruit est repré-
senté sur la figu re (VI -1 0) .
Nous avons fait une étude systématique à différentes fréquences de
l'évolution de la densité spectrale de tension de bruit mesurée en sortie de
l'amplificateur en fonction de la résistance de charge en sortie Rs
Les résultats obtenus montrent (cf figure (VI-11)) que le niveau
de bruit mesuré est une fonction croissante de R qui atteint une valeur maximale
s
pour R
> 1000~
(cf équation VI.2).
s
La valeur de R
retenue pour l'ensemble des mesures effectuées est
s
de 1830~ permettant une utilisation optimale de l'amplificateur de la chaine de
mesure de bruit.
L'évolution de la densité spectrale de la tension de bruit en sortie

---

135
·19
10
N
:r:
~
~
·20
10
C'
' - '
.-r:JJ
·2 1
10
-a-
30 Hz
·22
10
....
300 Hz
1000 Hz
·23
10
Tl 14/7 Vg=11,5V Vs=9,95V Vb=OV
HF ~--"'-----'-"""""'"""'T""..,....,.-r-rT"::""0 ----r-..........
1:---~---r---,...---..."""'T""~..--t
""'''T""..........,....,....,.....,..... .
2
1 O· 1
1 0
1 0
1 0
figure VI-6a
Vds(Volts)
. 1 2
10
N1:)
--
Tl 14/7 Vg=11,5V Vs=9,95V Vb=OV
C
' - '
.-r:JJ
- 13
10
-a-
30 Hz
·14
10
----.
Il
• •
. . . . . . . . .
-\\.
....
300 Hz
-----.--....--~
-
1000 Hz
lOI ""+---..------.-................,...............,..,..~()----r--r-.......................~--::I--...--..-..........."""'T""..........,...,...j 2
1 O· 1
1 0
1 0
1 0
figure VI-6b
Vds(Volts)

---

136
-ISIS
- ,
--10
:...
T2 11/7 Vg=Vs=Vb=OV
~
30Hz
........
300 Hz
·19
10
-M-
1000 Hz
·20
10
·21
10
10-2~"--....---~--.~.:;....,.-r-rT""::"'"-~--r-..--,........,...~TT1,_-,........--r-......................."""T""'1r_r_l 2
o
1
1 0
1 O· 1
1 0
1 0
figure VI-7a
V ds(Volts)
10 11 . . . - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - - ,
T211/7 Vg=Vs=Vb=OV
-~.
~
- &
30 Hz
-
300Hz
-M-
1000 Hz
lIP ~--...-- ........--.-................-r-T.,..-;:------.---r--.-...,............"T""T"rl;---..,.....---..----.--.---r-,....,...,"i 2
0
1 O· 1
1 0
1 0
1 0
figure VI-7b
Vds(Volts)

---

137
-18
10
N
-a-
30Hz
::I:
-+-
r:-J'-....
300Hz
~
... 1000Hz
C
- 19
---
.-
10
00.
·20
10
T3 350/7 Vg=9,95V Vs=10,5V
Vb=OV
102 &+-----.--.---r-""T""'llf-,--,r-""t'""T-:-O--..--r---.-...........,..........T"'""T""1-:1--~--.-.......,....-r-'I"""T'"T"""r""l 2
1 O· 1
1 ()
1 0
1 0
figure VI-8a
Vds(Volts)
- 1 3
10
T3 350/7 Vg=9,95V Vs=10,5V Vb=OV
r:-J"Q
-
C
---
.-00.
·14
10
·15
10
--a-
30Hz
-+-
300 Hz
...
1000 Hz
101 Uf---..-.....--.--...........,................-r-::'o----.--.---.---.-.................-r""':"l-----,.----.---.-.....-.........~ 2
1 O' 1
10
1 0
1 0
Vds(Volts)
figure VI-8b

---

138
·18
-..,
10
..".
T4 150/7 Vg=Vs=Vb=OV
- 19
10
·20
10
~
30Hz
......
300Hz
...
1000Hz
figure VI-9a
Vds(Volts)
.13=-
~
10
"CT
T4 150/7 Vg=Vs=Vb=OV
·14
10
-a-
30 Hz
......
300 Hz
...-
1000 Hz
figure VI-9b
Vds(Volts)

---

139
R
Filtrage
Alimentation VOD
Vers chaîne de mesure
de bruit
figure
VI-IO

---

140
- 13
10
W
-1- -14
a::
10
0
(f)
Z
W
~
:::l
a::
aJ
-a-
1000 Hz
- 1 7
.......
10
100 Hz
10 l '2.f---.-_r_-'-T""T"""T""T'T""""'-1-..----r-..--r-r-r"T'TT....,.2-..........-r--.-T'"'"'"T"""T'T'T"T""3~_r_~__._"'T'"""T...._r_ri
4
100
10
10
10
10
figure VI-Il
Rs( Q )

---

141
de l'amplificateur reconstitué chargé par R = 1830~
est présenté sur la
s
figure (VI -12) .
Les équations (VI.2) et (VI. 3) permettent d'écrire:
9 2 R
2
2
gm
ml
eq1
3
-2-
=
e
(l+g
R
)2
R
ev
ml
eq1
(1 + _s_ +
R )2
R
gm
s
eq2
3
+
( 1+ 9
R
)2
R
ml
eq1
( l + _s_+
R)2
R
gm
s
eq2
3
R 2
+
s
(VI.5)
R
( l + _s_+
R)2
R
gm
s
eq2
3
Compte-tenu des différentes valeurs des paramètres intervenant dans
l'équation (VI.5) et que nous avons mentionné plus haut nous avons calculé la
valeur des différents termes de cette équation.
Nous avons successivement obtenu :
R 2
s
4
2
=
4,8 10
rl
R
( 1 + _s_ +
R )2
R
gm
s
eq2
3
2
Req1
7
=
1,9 10
Q2
( l
R
)2
+ 9ml eql
2
R 2
gm
s
3
=
0,674
Rs
( 1
R ) 2
+ -R- + 9
eq2
m3 s

---

142
= 0,502
Ainsi on a :
-1
-2-
V2
7
= 3,4 la
e
+ 1,29 10
(?" + ""1
Sv
ev
cl
c2
v
v
4
+ 4,8 10
(?" + 7 + 4kT)
(VI.6)
C
R
4
c 3
v
s
v
4kT
avec
8,75.10-24
2
A /Hz
R
=
s
Dans les conditions expérimentales adoptées (cf figure VI-10)
-2-
e
= O.
ev
Les valeurs de~
ont été calculées à différentes fréquences compte-
Sv
tenu de la relation (VI.6) et des valeurs des densités spectrales de courant de
bruit du canal des différents transistors (cf figures VI-6 à
VI-9). Les résul-
tats obtenus sont indiqués sur la figure (VI-12).
On note le très bon accord entre les valeurs mesurées et calculées
er
confirmant la validité du modèle tant au 1
ordre qu'au niveau du bruit de
fond.
les équations (VI.5) et (VI.6) permettent d'évaluer la contribution
de chaque transistor au bruit total en sortie et d' q)timiser la conception de
l'amplificateur.
Ici il apparaît que la contribution principale se situe au niveau
de Tl et de T2·
Le rôle du générateur e~
est faible. Pour le confirmer nous avons
v
refait des mesures de bruit sur l'amplificateur reconstitué en incluant un cin-
quième transistor au niveau de l'entrée pour simuler le transistor de recharge .
. Ce transistor de géométrie 20/7 est tel que pour retrouver les points de pola-
risation de l'amplificateur
(au niveau de Tl' T , T , T ) il faut V
= 12V
2
3
4
DR

---

143
. 1 1
10
N
:r
~
~
Al reconstitué
·12
IO
C-
• calculé
-.-
>
r.JJ
-13
10 .
- 1 4
10
- 1 5
10
f(Hz)
figure VI-I2

---

144
et 9R = 8,8V.
Les niveaux de bruit obtenus sont identiques à ceux présentés sur
la figure (VI-12).
VI.4. EllJDE SUR UN ,llJ\\'PUFICA1EUR IN1EGRE
Pour cet amplificateur, tous les transistors sont intégrés sur le
même substrat. Ils ont les mêmes dimensions que celles considérées au paragraphe
précédent.
La sortie est également chargée par une résistance de 1830Q. Le
spectre obtenu est représenté sur la figure (VI-13).
Sur cette même figure est également reporté le niveau de bruit cal-
culé pour différentes fréquences à partir de l'équation (VI.5).
Les valeurs ainsi obtenues sont supérieures à celles directement
mesurées. Comme nous l'avons dit plus haut le bruit en sortie est contrôlé es-
sentiellement par les transistors Tl et T
dont les spectres de bruit aux points
2
de polarisations intervenant dans l'amplificateur sont reportés sur les figures
(VI-6) et (VI-7).
D'après ces dernières courbes, on constate que le transistor T
en
2
particulier se trouve polarisé dans une zone où le bruit varie très rapidement
avec V
'
DS
Ainsi les écarts observés peuvent trouver leur origine au niveau
d'une imprécision sur la tension V
du transistor T
dans l'amplificateur in-
DS
2
tégré. Cette hypothèse est confirmée ~ar une étude de sensibilité de la variable
~ au niveau de la détermination de~.
c
s
2v
\\)
Seul un accès direct au niveau du drain de T
permettrait d'évaluer
2
avec précision son rôle dans la détermination du bruit total de l'amplificateur
intég ré.

---

145
·1 1
10
N
:::c
~
;>
-a-
C
Al
'-..'
;>
calculé
•
rJJ
·13
10
•
·14
10
V dd=15V V dr=12V
•
- 15
10
<P R =10 V
10 1 ~----'''''''--'''''''''''''''''''''rrrr~2--"T---r~"""""'TTT""3::--""--"""""'"""'T""T"TT'T'1r-4:--"---"""""'"'"T""T'"T'TT'T-::5---'''''''--'''''''''''''''''''''......-t 6
101
10
10
10
10
10
f(Hz)
figure VI·13

---

146
Plusieurs amplificateurs ont ainsi été étudiés. Ils ont été
testés à St Egrève au niveau de la bande passante et dans leur fonction de
lecture.
Dans le cas de l'amplificateur présenté ici sa bande passante
est de 60 MHz. Pour une capacité de lecture de 25 fF et une fréquence d'horloge
du registre D.T.C. de 15 MHz, le bruit ramené à l'entrée et chiffré en élec-
trons est de l'ordre de 50.
Si on admet compte-tenu de la taille des pixels une charge maxi-
male stockable de 105 électrons on en déduit une dynamique de fonctionnement de
l'ordre de 70db

---

147
CONCLUSION
----------
Dans le cadre de la caractérisation d'amplificateurs de lecture de
dispositifs à transfert de charges, nous avons été amenés à étudier des transis-
tors M.O.S. à canal implanté.
Nous avons proposé un modèle de conduction tenant compte à la fois
des reg~mes d'appauvrissement et d'enrichissement du canal. Sur les différents
types de transistors étudiés nous avons donné une méthode d'extraction des para-
mètres nécessaires à la mise en oeuvre de ce modèle.
La simulation électrique des caractéristiques courant-tension a
donné de bons résultats sur l'ensemble du réseau ID-V
dans le cas où le canal
DS
des transistors est le résultat d'une simple implantation.
Dans le cas de transistors obtenus par double implantation, le mo-
dèle a été plus difficile à mettre en oeuvre. Il semble qu'il soit nécessaire
pour rendre compte de façon plus satisfaisante du régime de déplétion de prendre
en considération deux zones implantées distinctes plutôt que de chercher à trai-
ter le canal par un dopage moyen uniforme.
Après avoir examiné sur le plan théorique les différentes sources
de bruit pouvant être rencontrées dans ce type de transistors, nous avons proposé
à.partir du modèle de conduction au premier ordre une formulation analytique de
ces sources de bruit, en particulier du bruit thermique dans les régimes d'appau-
vrissement et d'enrichissement complet.

---

148
Sur le plan expérimental, les mesures de bruit de fond font appa-
raître une contribution importante du bruit de génération-recanbinaison dont
l'intensité est fortement liée au point de polarisation du canal lorsqu'on tra-
vaille en régime d'appauvrissement. L'existence des maxima de bruit observés
a été reliée à la nature implantée du canal des transistors : un maximum de
bruit pour une simple implantation, deux maxima pour une double implantation.
Dans le régime d'enrichissement nous avons noté que la canposante
de bruit en l/f devenait prépondérante.
Au niveau des amplificateurs de lecture nous avons proposé un schéma
équivalent pour rendre canpte du gain en tension et du bruit total.
L'analyse expérimentale de ces amplificateurs au moyen de la recons-
titution du système canplet, à partir de transistors discrets préalablement étu-
diés, a permis de valider le modèle proposé et de préciser les éléments dont le
rôle est prépondérant dans l'évaluation du bruit.
Les résultats obtenus sur les amplificateurs intégrés ont montrés
une surévaluation du niveau de bruit par le modèle. Il semble toutefois que la
polarisation des transistors intervenant
corresponde à la zone où le bruit évo-
lue dans des proportions importantes en fon~(:ici~Rd~~seulela connaissance
::::::o:e:o:;~::: :;~::~:o:~:np:::'::l~~i~l~~ë)g~~)
::
permettrait une déter-
li c
VI 1:
;~
r-
(1)
. .
.;z:-
La suite envisageable à ce fF~vdil cons1s~~jait à réaliser une étude
,-" ~ ,eL
en fonction de la température du bruit de gèi.?~tf~becanbinaison pour préciser
la nature des niveaux pièges intervenant afin de les correler avec ~s caracté-
ristiques d'implantation.

---

~
1990
: KOUADIO
Amani
Université des Sciences et Techniques du Languedoc (Montpellier II)
....
RESUME
: La
réalisation de capteurs optiques de haute
résolution nécessite des amplificateurs
rapides
et faible
bruit, Les transistors
MOS
à canal implanté les constituant
ont
été
étudiés
et
modélisés
tant
au
niveau
de
leurs
caractéristiques ICV) qu'au niveau de leur bruit de fond.
Un modèle de l'amplificateur complet est également proposé.
Les résultats obtenus par simulation sont comparés aux
caractéristiques
expérimentales.
L'accord
satisfaisant
permet de valider le modèle proposé,
M!ITS...CL.E.S .:TRANSISTOR NMOS A CANAL IMPLANTE
AMPLIFICATEUR DE LECTURE DE DTC (CCD)
MOpELISATlON DE TRANSISTOR MOS
MODELISATION D'AMPLIFICATEUR
BRUIT DE FOND DE TMOS IMPLANTE
BRUIT EN lIF. BRUIT DE G-R

---